lzlz 发表于 2015-4-10 10:52
IRFP260输入电容实在太大 电路开环增益大的情况下
大环路反馈的超前相位补偿会比较难处理
闭环增 ...
没错！低开环增益 ，或者闭环浅反馈，是设计正温管功放的核心，懂的人是凤毛麟角！不懂的人，好好反思一下PASS电路架构的特点吧！用三极管的思维去玩正温管，等于是教老虎爬树，不懂猫科动物。
本帖最后由 tb3008940 于 2015-4-11 02:45 编辑
zlp19581958 发表于 2015-4-10 12:04
大家也别逼楼主了，要想做好正温管，还是去请教lysohu(李阳)，在坛子里做正温管的专家，无论是理论，还是动 ...
我自己真的没有觉得有谁逼我，只是大活人嘛，总有点脾气而已。回贴那么多，倒是觉得有很多人自己在逼自己，而且，现在还在逼。
小小的正温管，不仅是个放大管，更像是个放大镜，使我看清了很多人的内心，有谦虚好学的，有自以为是的，有不屑一顾的，有心有灵犀的，有潜心研究的，有小肚鸡肠的，有刷存在感的，更有功底深厚的专家。
lysohu向大家清晰地揭示了正温管的本质，对设计正温管功放非常有参考价值，可惜，很多人虽然阅读过他的大作，以为懂了，也不过如此。我可以说，只要你没有动手玩过烧过正温管功放，你仍然不懂！就像是教一个人学游泳，给你一本图文并茂的教科书，看完看懂之后，你跳进水里试一试，你就明白你的肚量有多大了。不呛多点水，就会游泳，那你的基因和鸭有关。
本帖最后由 dune2012 于 2015-4-11 09:54 编辑
tb3008940 发表于 2015-4-11 01:38
用四十对240/9240拆机管配出了一对Id/Vgs曲线完全吻合的，非常佩服你的毅力，请教一下，你如何配对，以什 ...
只是用图示仪配了I/V曲线
tb3008940 发表于 2015-4-11 01:54
没错！低开环增益 ，或者闭环浅反馈，是设计正温管功放的核心，懂的人是凤毛麟角！不懂的人，好好反思一 ...
我认为低开环增益 ，或者闭环浅反馈只是无奈之举，是因为这种管的环路稳定性太难搞定所以就牺牲了失真指标，实际做出来的电路的失真指标只会比仿真结果更差，虽然有些失真很讨耳朵喜欢，但我还是希望能得到低失真下的耳朵喜欢的音质（有点贪心哦）
本帖最后由 bsmshcn 于 2015-4-11 11:37 编辑
dune2012 发表于 2015-4-11 09:59
我认为低开环增益 ，或者闭环浅反馈只是无奈之举，是因为这种管的环路稳定性太难搞定所以就牺牲了失真指 ...
楼主的核心我想是利用vmos的失真去抵消喇叭的失真，这是值得研究的。但是不同的喇叭，不同的频率，失真不同，所以，用什么样的失真去抵消没有定论，所以我觉得没有必要用100v的极限去做功放，另外，vmos的特性决定了用单管做功放，会使得输出电压随负载阻抗变化而变化，电压放大越大这个变化越大。如果您想要低失真的无反馈电路，我推荐链接里的电路改造http://bbs.hifidiy.net/thread-924935-1-7.html，这个会比达萧电路失真低一个数量级，用双极型管还可以再低一个数量级。别小看了这个低压甲类，相当于在功率管上加上了千伏电压。
dune2012 发表于 2015-4-11 09:42
只是用图示仪配了I/V曲线
按数学计算，40×40=1600，1/1600的配对概率。
你用图示仪判断，就算优化后选择性配对，配对概率也很低，很难想象要花多少时间和精力，真佩服你对正温管孜孜不倦的精神。
对于240/9240一对一的配对，我以前一直认为是绝对不可能的，因为参数差别实在是太大了，一些参数几乎差一倍啊！如今你说你配对成功，I/V曲线重合，我估计是你这对配对好的240/9240，是因为跨导刚好一样的原因。不过，仍旧打破了我的观念，说真的，我难以置信，甚至怀疑过你的图示仪。用正温管做功放，我虽然没有特意去配对过，但是，也特意在用一对管做好功放后，用示波器对比过上下波形的幅度区别，我试过十几对240/9240，基本上9240是240幅度的60%左右，最接近的也是70%，后来我采用一夫二妻制，结果让我惊喜，基本上2个9240并联和1个240的输出幅度是一样的，区别微小。所以，我后来提出正温管互补配对，应该采用一夫二妻制，才是最佳组合。
我想，你就算是用图示仪配对成功了240/9240，用来做出功放，最后其他性能一样仍然不配对。
dune2012 发表于 2015-4-11 09:59
我认为低开环增益 ，或者闭环浅反馈只是无奈之举，是因为这种管的环路稳定性太难搞定所以就牺牲了失真指 ...
这种管的环路稳定性太难搞定？我想你还是不明白，正温管放大能力比三极管大很多，输入又呈容性，所以，绝对不能够用太多级（开环增益高）的架构，这是用正温管做功放的基本准则！
你的思想典型代表了大部分人对正温管的误解，认为正温管和三极管差不多，其实是风牛马不相及。
你前面说的对，不过“绝对不能够用太多级（开环增益高）的架构"这话说的有点绝对了。"你的思想典型代表了大部分人对正温管的误解，认为正温管和三极管差不多，其实是风牛马不相及"呵呵，别动不动就扣帽子，没人认为正温管和三极管差不多
tb3008940 发表于 2015-4-11 13:43
按数学计算，40×40=1600，1/1600的配对概率。
你用图示仪判断，就算优化后选择性配对，配对概率也很低 ...
拜托，概率不是这么算的，晕死:dizzy:
tb3008940 发表于 2015-4-11 13:56
这种管的环路稳定性太难搞定？我想你还是不明白，正温管放大能力比三极管大很多，输入又呈容性，所以，绝 ...
典型的放大电路，一般以2级电压放大，一级电流放大为主流。日本产品也有一些是3级电压放大，一级电流放大的产品。
探讨一下，正温管的高跨导、输入电容大，应该不是不能用于多级放大放大的条件，日本天龙的功放使用超电流MOS的功放用的管子是K851，记得也是采用的3级电压放大方式，声音据说也不错。
dune2012 发表于 2015-4-11 15:11
你前面说的对，不过“绝对不能够用太多级（开环增益高）的架构"这话说的有点绝对了。"你的思想典型代表了大 ...
我看这不是正温管和普通BJT的差别，应该是您试验用的电路架构值得探讨。
您的电路，如果从高开环增益，较低总闭环增益的观点看，走的应该是高指标的路线，但是架构上有点问题，想了想也不知道怎么来描述，先按照下面的想法说明一下，不知道对不对。
从您的试验电路来看，本应该是2级电压放大+1级电流放大的程式，按照一般的放大电路稳定原则，单独看各级开环频响之间的关系，应该是前面高，后面低的原则，这样的电路比较稳定。
您的电路第一级，第二级，都是采用的串叠电路，特点都是走的高频响路子，根据管子参数分配，应该是合理的，但是最后的电流输出级采用了准互补电路，这就带来一个难题。
我感觉难题是上臂，下臂的不同，上臂可以认为是简单的电压跟随器，其频率特性基本也是单调的，要处理起来相对容易，下臂相当一个小闭环增益是1的放大电路，频率特性跟上臂的差别较大。上下两臂的这个差别，使得电路的频率---相位特性变得比较复杂，不好处理。
做了一些仿真实验，发现还是您最初采用多极点补偿方式是比较合理的。但是这样的电路让实际制作麻烦很大，补偿电容的容量偏差，原件的温度特性，都很让人头痛，要达到高指标，难度还真不小。
本来之前我以为自己找到了一些解决您这电路架构的“相位裕度”的办法，但是都感觉不太满意，如果保持架构不变，还得继续琢磨。如果想要改变一下电路的架构，比如采用日本金田彦的那个“全对称放大电路”应该更适合同种极性的正温管。
牛哥 发表于 2015-4-11 16:13
典型的放大电路，一般以2级电压放大，一级电流放大为主流。日本产品也有一些是3级电压放大，一级电流放大 ...
是这样的，输入电容大可能是导致3级放大时比三极管难稳定的主要原因，当然可以逃避用两级放大，但带来的坏处是可用反馈量减少
另外，正温管的无反馈原始跨导是一根斜线，导通后随着Vgs的增大线性增大的（很大电流范围内都是这样的）
牛哥 发表于 2015-4-11 16:32
我看这不是正温管和普通BJT的差别，应该是您试验用的电路架构值得探讨。
您的电路，如果从高开环增益， ...
没错，我是想走高指标，这种架构即使用三极管电流输出搞定补偿也要花点功夫，你那里有金田彦的那个电路吗？能否发我一份？我研究研究，多谢
dune2012 发表于 2015-4-11 17:07
没错，我是想走高指标，这种架构即使用三极管电流输出搞定补偿也要花点功夫，你那里有金田彦的那个电路吗 ...
国内安玉景老师早期也介绍过，这是其中的一个截图。
牛哥 发表于 2015-4-11 17:21
国内安玉景老师早期也介绍过，这是其中的一个截图。
多谢了，我研究研究
dune2012 发表于 2015-4-11 17:07
没错，我是想走高指标，这种架构即使用三极管电流输出搞定补偿也要花点功夫，你那里有金田彦的那个电路吗 ...
输出级UHC MOS-FET管全对称放大器
dune2012 发表于 2015-4-11 17:30
多谢了，我研究研究
这个架构，上下两臂使用的是相同的原件，至少从频率--相位特性上看，上下两臂是便于同一的。对于输出级的管子，换成正温管MOS，用同极性的就可以了。
关于输出级，上下两臂的工作方式，应该是有点争议的，有的人认为是相同的，有的人认为是不同的。
本帖最后由 dune2012 于 2015-4-11 18:02 编辑
哈哈，丰收了，多谢二位:handshake
进来看看:lol