唱放问题

BossXPOX

有什么进展？srpp推gcf   盛，好我也玩。

kwok_sir

[img]介紹一下我的工具, 整個系統 唱盤 pro-ject Perspective 跟9 吋臂, 唱头 SHURE M97X,
唱放仿 M7。 圖片


針压 (唱重)


镜面调校規尺一 overhang , 循迹角

還有一些

BossXPOX

kwok_sir 发表于 2014-3-2 16:31
介紹一下我的工具, 整個系統 唱盤 pro-ject Perspective 跟9 吋臂, 唱头 SHURE M97X,
唱放仿 M7。 圖片

...

这个镜面规是做的吗？

kwok_sir

BossXPOX 发表于 2014-3-2 16:59
这个镜面规是做的吗？

是自己做的, 超距大园弧綫用大园規划的。镜是用有机玻璃鏡片做,厚度與唱片差不多。平行綫用卡尺调
距離再用尖针刻划。

kwok_sir

再來一些, 唱臂平行唱片面規 (划平行綫厚紙卡)


唱盤規格


镜面規尺參考资料

只是參考用,其中超距數据要按各自唱盤規定,很重要的。

Gautau

kwok_sir 发表于 2014-3-2 16:31
介紹一下我的工具, 整個系統 唱盤 pro-ject Perspective 跟9 吋臂, 唱头 SHURE M97X,
唱放仿 M7。 圖片

...

这盘不错。臂与头也能配合（但MC头更佳）。

试用玻璃水（勿用火酒）、唱針擦清洗一下唱針尖（可用放大镜看到針尖附有黑点）試試。
另一可能是须清洗唱片。

Gautau

BossXPOX 发表于 2014-3-2 16:59
这个镜面规是做的吗？

这鏡网上有售，包括有适合 SME、Rega . . . 不同的唱臂，但每款皆为独立鏡片。

狠贵！

BossXPOX

Gautau 发表于 2014-3-2 18:17
这鏡网上有售，包括有适合 SME、Rega . . . 不同的唱臂，但每款皆为独立鏡片。

狠贵！

我找过，没有。哈哈第二台唱放开工。做起来再说是吧？

Gautau

BossXPOX 发表于 2014-3-2 18:35
我找过，没有。哈哈第二台唱放开工。做起来再说是吧？

理应如此。


国外网购有不少，但我不会买 - 太贵矣！

BossXPOX

Gautau 发表于 2014-3-2 18:42
理应如此。

嗯！
准备了12颗管的位置，哈哈！就是要加灯丝牛！

kwok_sir

Gautau 发表于 2014-3-2 18:12
这盘不错。臂与头也能配合（但MC头更佳）。

试用玻璃水（勿用火酒）、唱針擦清洗一下唱針尖（可用放大 ...

多谢G版赐教。

Gautau

kwok_sir 发表于 2014-3-2 20:35
多谢G版赐教。

欢迎交流。

大尾鱼

镜面调校规尺做得很正！赞一个！

大尾鱼

每次放完黑胶用呢种起微孔"海棉”块，清洁唱针。









放大



YouTube 録象：http://youtu.be/8xdxiB6rm2Y


比湿洗，便宜，安全而有效！

Gautau

大尾鱼 发表于 2014-3-3 02:26
每次放完黑胶用呢种起微孔"海棉”块，清洁唱针。

这种乾洗法不错，将唱頭在海棉上端放下，利用在海棉上跳弹便完成了清潔工作 . . . . . . 操作时小心点便可。

总比用火酒安全不少 . . . 尤其 Shure头，清理后随时会不见了一粒鑽石！

allen2010

大尾鱼 发表于 2014-3-3 02:26
每次放完黑胶用呢种起微孔"海棉”块，清洁唱针。

这种海绵好啊！不错的工具

kwok_sir

大尾鱼 发表于 2014-3-3 02:26
每次放完黑胶用呢种起微孔"海棉”块，清洁唱针。

多谢大尾魚前軰分享。

Gautau

大尾鱼 发表于 2014-2-28 06:03
时下北美DIYers较为喜欢的两级分体式RIAA唱放例图。

今晨随手拿了 The Sound of Silence（唱放书）阅读 . . . . . .

看到 Fig. 2.8 的下半截、第一级100n+3.21KΩ  ←  实作
而 Fig. 2.8 的上半截、第一级100n+3.18KΩ  ←  模拟

即，在实作时，与大尾鱼兄的线路如出一辙，但在模拟时都未有包括 3.18μS（50.05KHz）这一数据 - 看来实作与模拟确有点分别 . . . . . . 但问题出在那里？
318μS+3.18μS= 321.18μS
而
321.18μS ÷ 100nF= 3.2118KΩ（习惯称其为 R2）









曾努力地作过分两段推动，个人认为75μS作第一级会好点 . . . 可是讯号仍有被压缩的现象（因 RIAA要求 60dB@200KHz）。
最后，只能放弃 . . . . . .

allen2010

Gautau 发表于 2014-2-28 06:16
Morgan Jones 也很怕第二级會过载，故已用了相同的方法将75μS及更高频率先作处理。
但如此一來放大通道 ...

“满足动态要求和60dB的增益，又要将增益作平均分配，免第二级容易過荷”
确实有点难度，增益与过载相互牵制，可选择的管寥寥无几。若第二级设计成A2类时可能较好克服这个问题。请教G版有无A2类设计的信息供参考？？

Gautau

allen2010 发表于 2014-3-13 21:16
“满足动态要求和60dB的增益，又要将增益作平均分配，免第二级容易過荷”
确实有点难度，增益与过载相互 ...

下面是将会发表的手稿，用 "国产" 6N1时刚好够用。
但似乎对唱放感兴趣的坛友不多，故只可暂时搁置 . . . . . .


【闲谈】R-C 唱放设计 – 1

本贴主要是探讨级联（两级共阴）Cascade，经 RIAA网络后直入GCF（Gautau  Cathode  Follower）。

共阴，本来是最简单的设计，但在唱放电路中，设计时要兼顾的范畴极广，而却又最不容易处理。当各项问题都能解决的话，这一设计并不会使人失望 . . . . . . 只是，容易吗？
与Cascode或SRPP相比，Cascade（两级共阴）对设计者的考验非常残酷。知识、基础、经验、观念和运用等等的要求也高！


回顾本人的第一、二贴，都在谈论 R-C 唱放电路的基础设计（見下面鏈接），似乎也是时候更新一下 . . .
【閒談】R–C 衰減型 RIAA 前置放大器
【再谈】R-C被动型电子管唱头放大器及基本计算
数年来坛友的反应非常热烈，而手上的资料与稿件也累积了达数百页！为此，便只能将其分开数贴作讨论。


个人始终未能习惯阴随的上管被称为 “b” . . . . . . 故从这贴开始，GCF下管的名称定为“b”，而GCF输入端（上管）的名称定为 “a”，烦请留意。


本系列将会分开4~8个独立的主题作讨论，使各位不致被不同的线路和设计所混淆。
【闲谈】R-C 唱放设计–1 :
本贴主要是探讨级联（两组共阴）Cascade，经RIAA网络后直入GCF。

【闲谈】R-C 唱放设计–2 :
这贴子将会介绍 SRPP ，经RIAA网络后直入GCF。

【闲谈】R-C 唱放设计–3 :
这贴子将会介绍 Cascode，经RIAA网络后直入GCF。

【闲谈】R-C 唱放设计–4 :
这贴子将会介绍1~3贴中不同电路的组合 ，经RIAA网络后直入GCF。
若仍许可的话，便会再继续探讨这一系列中的其它内容 . . . . . .

由于试算表已超过了8Mb（系列1~4），分开贴子或许会更好 - 更希望每贴都可附上试算表，以减繁冗的计算。
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增益
一台适合动磁唱头（MM）的唱放，若输入为标准的5mV rms，输出便应有0.55V rms（RIAA／RCA标准）- 即增益为110倍，或40.82dB。
若输出只有0.33V rms时仍可容许 – 此时增益为66倍，或36.4dB。
少于34dB便被视为不合格（因增益不足），此时输出会少于250mV rms。

扣除RC网络的衰减（约-20dB）和插入损失（约-2dB）后便为上面的数字。

RC前的增益应为60dB（在200KHz时）。稍低点如57dB也可接受 - 但在RC之后或须增多一级电压放大。

这一系列中的RC网络以Lipshitz作重新计算的AES网络为参考。
Pix_000 AES NW


增益的分配
60dB= 1000倍，即平均每级的放大量A= √1000= 31.623倍（30dB）


增益的计算
第一级: 共阴（国产6N1）
Cag= 1.85pF，Cak= 1.85pF，Cstray= 5pF
μ= 35，ra= 7.7KΩ，gm= 4.55mA/V
- - - - - - - - - -- - - - - - - - - -
pix_001

Rg1= 47KΩ，Ci1= 160pF
Ra1= 100KΩ，Rg2= 470KΩ
- - - - - - - - - -- - - - - - - - - -
RL1
= 1/(1/Ra1+1/Rg2)= 1/(1/100KΩ+1/470KΩ)
= 82.456KΩ

Ro1
= 1/(1/ra1+1/Ra1)= 7.15KΩ

Ci2
= 1/(2*pi*(Rg2+Ro1)*1Hz）
= 333.55nF（用0.33μF）

A1
= μ x RL1 / (RL1+ra1)
= 35 x 82.456KΩ/( 82.456KΩ+7.7KΩ)
= 32（30.11dB）

第二级: 共阴（国产6N1）
Cag= 1.85pF，Cak= 1.85pF，Cstray= 5pF
μ= 35，ra= 7.7KΩ，gm= 4.55mA/V
- - - - - - - - - -- - - - - - - - - -
pix_002

Rg2= 470KΩ，Ra2= 47KΩ，R1(RIAA)= 118KΩ
- - - - - - - - - -- - - - - - - - - -
RL2
= 1/(1/Ra2+1/R1)，       R1= 118KΩ
= 1/(1/47KΩ+1/118KΩ)
= 33.61KΩ

Ro2= 1/(1/ra2+1/Ra2)= 6.62KΩ

A2
= μ x RL2 / (RL2+ra2)
= 35 x 33.61KΩ/( 33.61KΩ+7.7KΩ)
= 28.48（29.09dB）

第三级: GCF（12AU7）
μ= 17
ra= 7.7KΩ
gm= 2.2mA/V

共阴时的增益A，（Ra= 47KΩ）
= μ*Ra/(Ra+ra)= 17*47KΩ/(47KΩ+7.7KΩ)
= 14.61（23.29dB）

GCF的增益A3
= A/(1+A)= 0.936（-0.575dB）

当增益决定了以后，随而便要面对难题 . . .


米勒效应（Miller effect）
一般而言，若第一、二级选用了低内阻的中μ管如6DJ8、6N1等便几乎可以忽视米勒效应（Miller effect）的影响，因其与线路中的输入部份组成了一低通电路 . . . 而在国内也没有受到长波广播（LW，147~285KHz – 视乎不同地域）的影响。故输入端的截止频率Fi1可以订定得高些（如200KHz），以配合RIAA在60dB时的规格。

第一级
先计算动态电容
Cd1
= Cag×(A+1)+Cak+Cstray+Ci1
= 1.85pF×(32+1)+1.85pF+5.1pF+160pF= 228pF

已知Fi1= 200KHz，故其栅极消振电阻
Rb1
= 1/(2*pi*Fi1*Cd1)= 1/(2*pi*200KHz*228pF)= 3.49KΩ
（Rb1可由10Ω~3.49KΩ中作选择 - 视乎有多大的射频干扰而定）

不须象King前馈并联稳压般狂加电容、更不用在其屏栅加上反馈电容（1.8~6.8pF）、或在栅阴加上47~120pF以减米勒效应（Miller effect）的影响 . . . . . . 因已有160pF的Ci1也！
Pix_004


请留意: 上图以20KHz作计算，与要求的200KHz不同，故只参考上图的结构便可。

须留意: 格栅管如6DJ8等，其栅极消振电阻不宜太大（例如 >10KΩ）。


至于C_total（Ct1），确会对输出端的截止频率Fo1构成影响，但不大 . . . 除非用了12AX7。
Ct1= Cd1-Ci1= 228pF-160pF= 68pF
Fo1= 1/(2*pi*Ct1*Ro1)= 327.35KHz
而
12AX7的Fo1= 34.3KHz
已看到两管的分别极大: 设法将12AX7的Fo1升高至其极限（50KHz）或会好点，反正电路的增益也有点高。

选用了低阻中μ管后，截止频率的计算会轻松不少（甚至不用计算）- 不过，仍须留意输入端的Fi1和输出端的Fo1不能重叠，以免相移增加。
此时只要调节Rb1或Rg2便可解决截止频率重叠问题。

第二级
Cd2
= Cag×(A+1)+Cak+Cstray+Ct1
= 1.85pF×(28.48+1)+1.85pF+4.612pF+68pF= 129pF

设
Fi2= 245KHz（勿与另外两个频率重叠）

Rb2
= 1/(2*pi*Fi2*Cd2)= 1/(2*pi*245KHz*129pF)= 5.04KΩ
（Rb2可由10Ω~5.04KΩ中作选择）

Ct2
= Cd2-Ct1= 129pF-68pF= 61pF
Fo2
= 1/(2*pi*Ct2*Ro2)= 1/(2*pi*61pF*6.62KΩ)
= 394.124KHz（勿与另外三个频率重叠）

第三级
阴随基本上不会受米勒效应所影响（或影响极微），故可省却这一步骤。


工作点的订定
第一级（共阴，6N1）
MM唱头输出的标准为5mV rms
Ao1= 32.025（30.11dB）
RIAA解强前为10（20dB）

Vo1= 5mV×32.025×10×1.414= 2.264V peak
即
-Vg2= 2.264V（最少值）

第二级（共阴，6N1）
-Vg2= 2.264V
网络衰减12.862（22.186dB）
A2= 28.48（29.09dB）

Vo2= 2.264V/12.862×28.48= 5.013V
即
-Vgk3a= 5.013V（最少值）

第三级（GCF，6N1／12AU7）
若要求有较大动态输出的话，阴随的偏压便最少要为10V以上，看来用12AU7会好点 - 但总会有例外: GCF在大信号时往往都有机会触及栅流区（A2类放大），这也是本人采用直耦的部份原因。