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本帖最后由 Gautau 于 2014-3-15 05:35 编辑
allen2010 发表于 2014-3-13 21:16
“满足动态要求和60dB的增益,又要将增益作平均分配,免第二级容易過荷”
确实有点难度,增益与过载相互 ...
下面是将会发表的手稿,用 "国产" 6N1时刚好够用。
但似乎对唱放感兴趣的坛友不多,故只可暂时搁置 . . . . . .
【闲谈】R-C 唱放设计 – 1
本贴主要是探讨级联(两级共阴)Cascade,经 RIAA网络后直入GCF(Gautau Cathode Follower)。
共阴,本来是最简单的设计,但在唱放电路中,设计时要兼顾的范畴极广,而却又最不容易处理。当各项问题都能解决的话,这一设计并不会使人失望 . . . . . . 只是,容易吗?
与Cascode或SRPP相比,Cascade(两级共阴)对设计者的考验非常残酷。知识、基础、经验、观念和运用等等的要求也高!
回顾本人的第一、二贴,都在谈论 R-C 唱放电路的基础设计(見下面鏈接),似乎也是时候更新一下 . . .
【閒談】R–C 衰減型 RIAA 前置放大器
【再谈】R-C被动型电子管唱头放大器及基本计算
数年来坛友的反应非常热烈,而手上的资料与稿件也累积了达数百页!为此,便只能将其分开数贴作讨论。
个人始终未能习惯阴随的上管被称为 “b” . . . . . . 故从这贴开始,GCF下管的名称定为“b”,而GCF输入端(上管)的名称定为 “a”,烦请留意。
本系列将会分开4~8个独立的主题作讨论,使各位不致被不同的线路和设计所混淆。
【闲谈】R-C 唱放设计–1 :
本贴主要是探讨级联(两组共阴)Cascade,经RIAA网络后直入GCF。
【闲谈】R-C 唱放设计–2 :
这贴子将会介绍 SRPP ,经RIAA网络后直入GCF。
【闲谈】R-C 唱放设计–3 :
这贴子将会介绍 Cascode,经RIAA网络后直入GCF。
【闲谈】R-C 唱放设计–4 :
这贴子将会介绍1~3贴中不同电路的组合 ,经RIAA网络后直入GCF。
若仍许可的话,便会再继续探讨这一系列中的其它内容 . . . . . .
由于试算表已超过了8Mb(系列1~4),分开贴子或许会更好 - 更希望每贴都可附上试算表,以减繁冗的计算。
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增益
一台适合动磁唱头(MM)的唱放,若输入为标准的5mV rms,输出便应有0.55V rms(RIAA/RCA标准)- 即增益为110倍,或40.82dB。
若输出只有0.33V rms时仍可容许 – 此时增益为66倍,或36.4dB。
少于34dB便被视为不合格(因增益不足),此时输出会少于250mV rms。
扣除RC网络的衰减(约-20dB)和插入损失(约-2dB)后便为上面的数字。
RC前的增益应为60dB(在200KHz时)。稍低点如57dB也可接受 - 但在RC之后或须增多一级电压放大。
这一系列中的RC网络以Lipshitz作重新计算的AES网络为参考。
Pix_000 AES NW
增益的分配
60dB= 1000倍,即平均每级的放大量A= √1000= 31.623倍(30dB)
增益的计算
第一级: 共阴(国产6N1)
Cag= 1.85pF,Cak= 1.85pF,Cstray= 5pF
μ= 35,ra= 7.7KΩ,gm= 4.55mA/V
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pix_001
Rg1= 47KΩ,Ci1= 160pF
Ra1= 100KΩ,Rg2= 470KΩ
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RL1
= 1/(1/Ra1+1/Rg2)= 1/(1/100KΩ+1/470KΩ)
= 82.456KΩ
Ro1
= 1/(1/ra1+1/Ra1)= 7.15KΩ
Ci2
= 1/(2*pi*(Rg2+Ro1)*1Hz)
= 333.55nF(用0.33μF)
A1
= μ x RL1 / (RL1+ra1)
= 35 x 82.456KΩ/( 82.456KΩ+7.7KΩ)
= 32(30.11dB)
第二级: 共阴(国产6N1)
Cag= 1.85pF,Cak= 1.85pF,Cstray= 5pF
μ= 35,ra= 7.7KΩ,gm= 4.55mA/V
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pix_002
Rg2= 470KΩ,Ra2= 47KΩ,R1(RIAA)= 118KΩ
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RL2
= 1/(1/Ra2+1/R1), R1= 118KΩ
= 1/(1/47KΩ+1/118KΩ)
= 33.61KΩ
Ro2= 1/(1/ra2+1/Ra2)= 6.62KΩ
A2
= μ x RL2 / (RL2+ra2)
= 35 x 33.61KΩ/( 33.61KΩ+7.7KΩ)
= 28.48(29.09dB)
第三级: GCF(12AU7)
μ= 17
ra= 7.7KΩ
gm= 2.2mA/V
共阴时的增益A,(Ra= 47KΩ)
= μ*Ra/(Ra+ra)= 17*47KΩ/(47KΩ+7.7KΩ)
= 14.61(23.29dB)
GCF的增益A3
= A/(1+A)= 0.936(-0.575dB)
当增益决定了以后,随而便要面对难题 . . .
米勒效应(Miller effect)
一般而言,若第一、二级选用了低内阻的中μ管如6DJ8、6N1等便几乎可以忽视米勒效应(Miller effect)的影响,因其与线路中的输入部份组成了一低通电路 . . . 而在国内也没有受到长波广播(LW,147~285KHz – 视乎不同地域)的影响。故输入端的截止频率Fi1可以订定得高些(如200KHz),以配合RIAA在60dB时的规格。
第一级
先计算动态电容
Cd1
= Cag×(A+1)+Cak+Cstray+Ci1
= 1.85pF×(32+1)+1.85pF+5.1pF+160pF= 228pF
已知Fi1= 200KHz,故其栅极消振电阻
Rb1
= 1/(2*pi*Fi1*Cd1)= 1/(2*pi*200KHz*228pF)= 3.49KΩ
(Rb1可由10Ω~3.49KΩ中作选择 - 视乎有多大的射频干扰而定)
不须象King前馈并联稳压般狂加电容、更不用在其屏栅加上反馈电容(1.8~6.8pF)、或在栅阴加上47~120pF以减米勒效应(Miller effect)的影响 . . . . . . 因已有160pF的Ci1也!
Pix_004
请留意: 上图以20KHz作计算,与要求的200KHz不同,故只参考上图的结构便可。
须留意: 格栅管如6DJ8等,其栅极消振电阻不宜太大(例如 >10KΩ)。
至于C_total(Ct1),确会对输出端的截止频率Fo1构成影响,但不大 . . . 除非用了12AX7。
Ct1= Cd1-Ci1= 228pF-160pF= 68pF
Fo1= 1/(2*pi*Ct1*Ro1)= 327.35KHz
而
12AX7的Fo1= 34.3KHz
已看到两管的分别极大: 设法将12AX7的Fo1升高至其极限(50KHz)或会好点,反正电路的增益也有点高。
选用了低阻中μ管后,截止频率的计算会轻松不少(甚至不用计算)- 不过,仍须留意输入端的Fi1和输出端的Fo1不能重叠,以免相移增加。
此时只要调节Rb1或Rg2便可解决截止频率重叠问题。
第二级
Cd2
= Cag×(A+1)+Cak+Cstray+Ct1
= 1.85pF×(28.48+1)+1.85pF+4.612pF+68pF= 129pF
设
Fi2= 245KHz(勿与另外两个频率重叠)
Rb2
= 1/(2*pi*Fi2*Cd2)= 1/(2*pi*245KHz*129pF)= 5.04KΩ
(Rb2可由10Ω~5.04KΩ中作选择)
Ct2
= Cd2-Ct1= 129pF-68pF= 61pF
Fo2
= 1/(2*pi*Ct2*Ro2)= 1/(2*pi*61pF*6.62KΩ)
= 394.124KHz(勿与另外三个频率重叠)
第三级
阴随基本上不会受米勒效应所影响(或影响极微),故可省却这一步骤。
工作点的订定
第一级(共阴,6N1)
MM唱头输出的标准为5mV rms
Ao1= 32.025(30.11dB)
RIAA解强前为10(20dB)
Vo1= 5mV×32.025×10×1.414= 2.264V peak
即
-Vg2= 2.264V(最少值)
第二级(共阴,6N1)
-Vg2= 2.264V
网络衰减12.862(22.186dB)
A2= 28.48(29.09dB)
Vo2= 2.264V/12.862×28.48= 5.013V
即
-Vgk3a= 5.013V(最少值)
第三级(GCF,6N1/12AU7)
若要求有较大动态输出的话,阴随的偏压便最少要为10V以上,看来用12AU7会好点 - 但总会有例外: GCF在大信号时往往都有机会触及栅流区(A2类放大),这也是本人采用直耦的部份原因。 |
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