自由甲类眼尖的进来

bbp

原帖由 xlf0602 于 2007-9-11 10:45 发表
仍然顽固地认为楼主的线路与JVC的Super A伺服电路不是一码事 。 因为在JVC的线路中正是用了二级共发放大器才使得偏置电路有了正反馈特性。而楼主的线路只有一级，不具备正反馈的条件。

暂时把楼主的线路 ...

个人认为此图等效屋主1楼的原图，因为两个偏置三极管的Vcb任何时候都为零。再说，一般情况下，大功率输出三极管的Vbe无疑会比小功率三极管要大许多，所以1楼的偏置很有可能是无效的。不知道对不对？

xlf0602

我认为准确一点地说应该是在某些方面类似。另外为了便于分析，实际应用方面的问题暂不考虑。

roe

bucuo

ipqqrmdn

来个总结 输出出力角180度, 导通角360度.

xlf0602

先别总结呀，还有兴趣讨论呢。

这时Q4将进入负反馈壮态，Q4发射结电压减小—Q4集电极电压上升—Q4发射结电压增大。

这个反馈过程我不赞同。你能详细一点说说吗？

ipqqrmdn

回复 #45 xlf0602 的帖子

如图在A类AB类时有输出正半周时,Ｑ２的偏压减小是铁定的,

自由甲类中输出正半周时,Ｑ２的偏压也是要减小的,Ｑ４的导通程度减小偏压增大，Ｑ２偏压基本不变

设以Ｑ４发射极为参考点， Ｑ２Ｅ极降－－－Ｑ４Ｂ极降－－－Ｑ４Ｃ极增大－－－Ｑ２Ｅ极增大

xlf0602

嗯。
我基本接受你的仿真结果，但对这个偏置电路的工作原理却有不同的解释。我会把我的分析作个较详尽的回复。

小鬼头

分析一下这个自称为"自由甲类"的工作:

XLF0602画的这个图,是"自由甲类"的工作基础:


图中,只要有I1存在,上方的二极管和T1三极管的BE结,就按特定的电流比例,分流了I1.这样,T1就获得了IB1基极电流,将在T1的产生IC,T1不会截止.同理,有I2存在,T2也不会截止.

在"自由甲类"中,两只偏置三极管的BE结就是这两只二极管.不同的是,这里的BE结是一个参考,然后通过环路负反馈来进行控制.

实际应用是,需要在功率管的射极串上电阻,以稳定静态电流.另一个方面,由于上图中二极管的压降或者说偏置三极管的BE电压较高,会超出功率管的偏置需求.因此,要象楼主那样,用一只控制三极管的BE结与两级达林顿式功率的BE结相并,并适当加上电阻.也就是下图的形式.



分析图时,假设Q2和Q4均是一只三极管,而非达林顿.Q1上方接的是恒流源,电流为I1.Q2下方接的是VAS即电压放大级的管子C极.I1一部分电流流经Q1的E极,C极,Q3的C极,E极,然后流到下方的VAS管,大小为IC1.另一部分电流流向Q2的基极,大小为Ib2.还有一小部分电流经Q1的BE结和电阻R13流到输出端,大小为Ib1.

1.静态时,由于输出管Q2,Q4上的射极电阻R10,R11上,没有增加额外的电压,电路处于对称状态.下方偏置管Q3的基极电流Ib3=Ib1,即等于上方偏置管Q1的基极电流Ib1.同样,Ib2=Ib4.

假设偏置管Q1的BE结特性与功率管Q2的BE结特性一致(这样下面分析得到的电流分配比例比较线性,但实际上相差较大,特别是功率管为达林顿时,这里的假设是为便于理解),这样,他们的偏置电流关系有这样的关系:Ib1*R13=Ib2(1+β2)*R10,即R13上的压降与R10的压降相等,这样近似得到 Ib1=Ib2*β2*R10/R13,即存在着一个特定的比例关系.

在这里 IC1=Ib1*β1.因此,IC1被分为的三部分,三部分之间存在着一定的比例关系,并按照这个比例关系进行分配.控制R10的值,可以设置功率管的静态输出电流.同样,改变恒流源I1的值也能改变功率管的静态输出电流

2.动态输出时,假定输出的是下半周信号,VAS级的电流增大,令下方功率管Q4的电流增大,R13上的压降增大,下方偏置管将向饱和方向变化,.但重点分析要放在上半部分的管子上.

由于上方偏置管子仍处于线性放大状态(虽然向截止方向发展),管子的工作状态没有明显变化,尤其是仍需要流过I1的总电流!!!(仅是CE极电压变化带来偏置管和功率管的β值的小变化),在他的环路负反馈作用下,他仍然要维持原来的稳定状态,各个电流的比例分配条件也因此没有明显的改变.也就是说,功率管仍流过跟静态时相差不大的电流,从而不产生截止.


.................
从分析上看,这个"自由甲类"是能防止功率管的截止现象,收到SUPER A线路类似的效果.但静态电流设定不够明晰,按这样的接法调节上比较麻烦(需改变两只电阻).热补尝方面,估计他反而有一些优势,靠反馈作用能把电流按比例稳定住(尤其是电流分配比例较为线性时).

shaolv

经过讨论，思路越来越清晰了！

现在的问题是，能不能建立电路分析模型和电流计算公式，还有热补偿如何处理？如果没有把计算问题解决，图上的电路还是不能用于实际电路设计。

领导沙迦的人

看的偶眼晕。。

火星人

v8i 的路子！

xlf0602

晕啊，辛辛苦苦画了几个图，结果发现被版主抢先说了 。版主不厚道，自己不画图 。
既然图已画好了，那就把原来打算说的还是说一下吧。
我认为楼主的“自由甲类”的工作原理既不是靠正反馈，也不靠负反馈，而是上下输出管分别偏置！看下面的图：


图①是我们常用的偏置方式，因为A、B间动态阻抗很小，所以A、B二点的电位是紧密相关联的。如正半周时，Q1发射结电压增加，A点电位相对于C点上升，B点电位相对于C点也同步上升，Q2发射结电压下降，于是Q2很快就截止了。负半周时情况与此类似。
我们再来看图②的偏置方式，上下输出管用二极管分别偏置。显然A、B二点的的电位无直接关系，任意一个输出管发射结的电压变化不会影响到另一个输出管的发射结偏置电压。此时假如偏置管的伏安特性与输出管发射结的伏安特性相匹配，那么只要I1、I2不为零，偏置管和输出管发射结流过的电流就不会为零，也就是输出管不会截止。
但图②是不可能工作于“自由甲类”的。因为I1、I2是线性变化的，其中一个增加多少，另一个就要减少多少（以互补电压放大级为例），要保证动态时I1、I2都不为零就必须使I1、I2在静态时大于I1、I2峰值的一半。由于输出管的电流与I1、I2成正比，所以此时输出管的静态电流也是大于峰值输出电流的一半。这已是纯甲类工况，不符合“自由甲类”的要求。
在楼主的“自由甲类”偏置电路中最关键之处是用三极管发射结代替了偏置二极管(见图③)，而二个偏置管的C极串联起来作为静态时I1、I2的主要通道。动态时则可减少I1、I2在此通道的通过量，让它们去驱动输出管。由于偏置管发射结的电流只为I1、I2的1/hFE，所以输出管的静态电流就可以设置得较小。动态工作原理参见图④、图⑤。由于在任何时候都至少有一只偏置管工作在线性放大状态，而且工作在放大状态的偏置管其C、E级间阻抗很高，所以A、B二点的电位也可认为是互不影响的。与图②一样，只要I1、I2不为零，输出管就不截止，见图⑥。


上面的分析中要求偏置管的发射结和输出管的发射结伏安特性完全匹配，这在实际应用中是不可能的。所以楼主采取了在偏置管的基极串电阻的方法来解决实际应用的问题，并在34楼给出了一个实际应用电路，输出管也由达林顿电路构成。见图⑦。但此时这个电路已不再具备“只要I1、I2不为零，输出管就不会截止”的特性。原因是当I1或I2很小时，流过R1或R2的电流也很小，这样R1或R2上的压降近似为零，(Ube3+UR1)或(Ube4+UR2)近似为一个PN结的压降，而输出管的开启电压至少需要二个PN结的开启电压，所以此时输出管必然会出现截止。见图⑧。


其实楼主在34楼的仿真结果中已有上述现象体现，见图⑨。只是34楼线路的电压放大级使用了恒流负载I2是不变的，所以下偏置管不会截止。这一点我在38楼已指出来了。


34楼的线路要保证输出管不发生截止，就必须使UR1或UR2尽量保持不变。解决的办法就是使静态时的I1、I2远远大于驱动输出管的最大电流，感觉要做到这一点比较麻烦。

szccm

记号，慢慢看

抹布

借楼上的图用用


图一:A-B=1.4V,A-C=0.7V,C-B=0.7V。例：理想情况下,正半周,当A=5V,则B=3.6V,C=4.3V.那个三极管会截止? 实际上正半周时由于非理想,Q1偏置高于0.7V,造成Q2低于0.7V截止,高偏甲乙类可以有效改变较在信号截止情况:只要Q1或Q2偏置不要跌落出使其截止范围即可.
ABC三点电压有负载时是“联动”的,AB联动程度受决于偏置,C点与AB相比稍有变化,因受未级Ube变化所限.

图二虽说是个简化的原理图,但就目前的工艺,事实上是无法工作的.不管C点是直接接地,还是虚地.

图三中的B点与C点电位会如何?因为动态平衡时,正负对称,BC必电位相等.
若电位相等,不就是三极管当二极用,与图二有区别么?

另:咱们也来“摆唬”一下电路的"哲学原理"
1、用输入信号控制一个线性变换器是最好的放大器.
正因为静态工作点的变化,使放大过程变成了非线性,于是出了许多稳定静态工作点的措施,无非是想让放大器变成一个只受输入信号控制的线性器件.
2、交越失真只要偏压提高,即可在所需功率范围得到有效抑制,偏压的增加量应根据未级功率管的Ube增量来定，这样可以避开交越失真.但这样一来,引入一个新问题:偏压是定的,未级管Ube在变,两者有差值因而引入一个叠加在输入信号上的新调制量!这个方式是目前所用的器件所限定-----未级管的非理想.
3、再来看Super A用一个放大器来弥补偏置的不足,从原理上讲,是用一个放大器来改善另一个放大器,能够得到改善的前提是辅助放大器的效越失真不影响主放大器工作.否则就会陷入“死循环”。同样也存在“受调制的偏置”会不会影响信号的放大？
4、"自由甲类"则是用"变化的Ube抵消变化的Ube",以消灭"两者有差值因而引入一个叠加在输入信号上的新调制量".那么其关键是有没有相同的"Ube变化"的管子,所以这个电路不是仿真的结果如何,要用到现实当中是在拷问生产工艺!当然Q1,Q2,Q3,Q4可以用相同的对管,这四者配对不但要放大能力成对且要Ube变化也成对.这介无异于找“两个相同的树叶”。（若能找到，图一也能做成“自由甲类”,三极管当二极管）
5、想起前阵子某网友发的“马克思原理放之四海皆准”！现简述如下：元器件是主因，线路是次因。有什么样的器件就决定什么样的线路。
6、给理想器件，做出B类也超甲！信不？给“理想磁场不能穿透的隔板”，做个永动机，信不？
7、我们不要只想得到结果而忘了最初的开始！不要让两个不同的管子（推挽）干一个管子能完成的事（甲类），马克思哲学就是这样的，马列成绩差的网友要转帖马列内容以示“恶补”之心！
8、杠也抬了，仿真也看了，过几天（年）再来看看，谁先做出“自由甲类”电路，以证明达到效果！
哈哈……
就此打住。
祝各位都开心

抹布

赶紧闪人，等下要被砖块打扁了
以后回贴得看真了
不过版主加精的意思要是鼓励发讨论帖，O就没事了

fu-80

光理论不能说明实际情况啊
等实际的东西出来~~

音响DSP

虽然东西有点新意,但是以"自由甲类"就是个噱头，甚至暴露了基本概念不清.既然是推挽,有上下2个半周信号合成输出，又怎么来个甲类呢.虽然有个甲类推挽,也就是上下2个管子都是工作在纯甲类，互相作为恒流源负载.
如果非要"自由甲类",就先给大家讲讲你理解的甲类，否则就是"假类".
PS,甲类并非消除了交越失真就能做到很低的失真.不要偷换概念.
对于楼主提供的思路和电路，我会去做个仿真和电路板来验证,看个究竟.

中山阿惕

这个电路的新意是有，温度补偿怎么办？1个BE结如何补偿两个BE结？先搞好这个再实验吧。

xlf0602

原帖由 抹布 于 2007-9-14 23:05 发表
借楼上的图用用
图一:A-B=1.4V,A-C=0.7V,C-B=0.7V。例：理想情况下,正半周,当A=5V,则B=3.6V,C=4.3V.那个三极管会截止? 实际上正半周时由于非理想,Q1偏置高于0.7V,造成Q2低于0.7V截止  

我已经说了正半周时Q1的发射结电压增加（当然是因为Q1输出电流增加所致，这也要说明？），Q2当然就有可能很快截止了。你这话不是多余吗？！

高偏甲乙类可以有效改变较在信号截止情况:只要Q1或Q2偏置不要跌落出使其截止范围即可

哥们，这是工作在纯甲类状态，大家是在讨论准甲类 。麻烦你用心一点！

图二虽说是个简化的原理图,但就目前的工艺,事实上是无法工作的.不管C点是直接接地,还是虚地.

再次提醒你用心一点，我已经说了“此时假如偏置管的伏安特性与输出管发射结的伏安特性相匹配”。 本来就只想用这个简图来帮助理解。
另外说话也不必太绝对，去看看集成电路里的镜像电路吧。

图三中的B点与C点电位会如何?因为动态平衡时,正负对称,BC必电位相等.若电位相等,不就是三极管当二极用,与图二有区别么?

再说明一次，图二要想输出管不发生截止，就只能工作在“传统的纯甲类”。图三可工作在“准甲类”而输出管不截止。（理论上！！！）
看了下面的示意图你仍认为图三与图二相同，那我也不想多说了 。


去看看我在10楼是怎么说的吧！

原帖由 xlf0602 于 2007-9-9 12:16 发表
楼主还记得我吗？就是由于你说你的“自由甲类”比纯甲类交越失真更小而提出了强烈批评的那位。现在看来我没错！
大家仔细看一下，这种线路在理论上是行得通的，但我认为要实际应用还有一些问题很难解决。并且它仍然只是一种“准甲类”，纯甲类的一些优点它是不具备的。（当然楼主能独立设计出这个线路我认为值得称赞！）

ipqqrmdn

       电路正是靠负反馈才能稳定不输出电流那端管子的偏压,进而稳定电流.
输出管为达林顿管2个PN结,偏置为1个PN结,偏置管的基极电阻与基极电流
的电压只要大于1个PN结电压,就有电流.
     
      简单的说只要静态电流不为零两偏置管为放大区,就没有你所说的截止.