IRFP240和IRFP9240正温管做功放的音质的确太棒了！

dune2012

xianrenb 发表于 2015-4-12 12:08
另外，好像一般说正负温度系数元件是看元件的阻值。
按此说法， BJT 是负温度系数， MOSFET 是正温度系数 ...

别纠结咋定义的了，大家能听明白就行了，另外那个结论是对负温管mos成立的，正温的正好相反，BJT也是正温的，只是对温度没有正温MOS敏感度大

dune2012

忧郁绵羊 发表于 2015-4-12 13:00
你说的 我都赞同

楼主弄的末级开环   无反馈  那么就使得正温管的失真不被修正 任由发挥   低音的频 ...

绵羊，你也太幽默了，不相信楼主会让末级开环工作，BJT可以，象240/9240这种MOS绝不可以，那还不如在BJT功放前加个低音提升听着失真小，BJT的原始跨导是指数率的，很小的Re就可以把末级跨导拉成一条近似直线所以末级可以开环工作失真在可接受范围内，这里讨论的正温管就不行了，他的原始跨导是条斜线，如果开环工作大小信号的增益差就太大了，那音质“味精”加的也太足了点吧

xianrenb

http://baike.baidu.com/view/1016.htm

稳压二极管的温度系数α：α表示温度每变化1℃稳压值的变化量。稳定电压小于4V的管子具有负温度系数（属于齐纳击穿），即温度升高时稳定电压值下降（温度使价电子上升较高能量）；稳定电压大于7V的管子具有正温度系数（属于雪崩式击穿），即温度升高时稳定电压值上升（温度使原子振幅加大，阻碍载流子运动）；而稳定电压在4~7V之间的管子，温度系数非常小，近似为零（齐纳击穿和雪崩击穿均有）。

bsmshcn

tb3008940 发表于 2015-4-12 02:19
1、我的原意根本不是利用vmos的失真去抵消喇叭的失真，只不过无巧不成书，正温管的输出特性对信号有扩展 ...

您对声音的描述我认同，我做过电压级直接驱动mos管，后来增加了1级推动，最后是2级推动，大家应该看得出失真是越来越小。没有推动声音像罩上了一层金色光环非常动听，我也很喜欢，而加了推动后这层光环就褪色了。一夫二妻可以输出更平衡，但不绝对，听说喇叭正负压缩不同，是否可以利用这一点换换相位听听，说说您的听感？
加高压可以减小Crss，降低失真。我推荐的电路并不是说他们的电路是无反馈的，我是说把贴子中几个电路综合起来改一改，至少可以改成末极无反馈。不管在什么情况下，末极功率管上Vds基本恒定在一个低压如5v，所以，Crss中就没有充放电电流，可以把它看成一个0p电容，也就可以夸张说mos管上加了千伏电压。如果我说无反馈8欧50w失真可以做到0.001%，大家会相信吗？连我都怀疑双极型管线性怎么会这么好。还是您说的对：有条件还是实际动手做吧。

dune2012

bsmshcn 发表于 2015-4-12 14:32
您对声音的描述我认同，我做过电压级直接驱动mos管，后来增加了1级推动，最后是2级推动，大家应该看得出 ...

bsmshcn兄，我大致看了一下你推荐的那个功放，有不对的地方请指正
负载上的交流信号回路是这样的
地线》负载》低甲》4V电源》class D》50V电源》地线
如果这个没错的话，音质表现取决于啥就显而易见了

bsmshcn

dune2012 发表于 2015-4-12 15:04
bsmshcn兄，我大致看了一下你推荐的那个功放，有不对的地方请指正
负载上的交流信号回路是这样的
地线 ...

对数字功放不熟，classD这一块我还是看好用模拟电路，这个地方失真控制在0.5%以下，对输出失真无影响，失真太高了会对小信号输出产生影响。这个低压甲会对电源摆动乙类做小范围的修正。

xianrenb

bsmshcn 发表于 2015-4-12 14:32
您对声音的描述我认同，我做过电压级直接驱动mos管，后来增加了1级推动，最后是2级推动，大家应该看得出 ...

http://bbs.hifidiy.net/thread-924935-1-7.html 第一幅图的电路。
看左方的 amp 应是大环负反馈，看右方的 amp 应是大环正反馈吧？

dune2012

xianrenb 发表于 2015-4-12 15:28
http://bbs.hifidiy.net/thread-924935-1-7.html 第一幅图的电路。
看左方的 amp 应是大环负反馈，看右 ...

左右都是大环负反馈，只不过左面大环负反馈主要是稳定增益和抵消失真用的，右面的大环负反馈只是用于稳定增益
这个电路有点“滑动甲类”的意思，只不过根据输入信号大小滑动的不是偏压（静态电流）而是低甲的供电电压，精妙之处是整个回路在负载上产生的谐波失真全部靠低甲的大环负反馈来矫正，我理解的这个电路的关键点在于
1，低甲的反馈深度一定要大，因为他不但要矫正自身产生的失真（其中包括自身甲类放大的失真还有供电电压滑动过程中由于低甲末级的电源抑制比不是无穷大而产生的失真），还要矫正右面那个放大器产生的失真（因为左面的低甲末级的电源抑制比不是无穷大所以右面的失真会衰减一个低甲末级的电源抑制比后反映在负载上）
2，右面放大器的失真不是关键点但带宽一定要非常大，这样才能保证20kHz内的相移接近于零，否则供电电压的滑动速度会跟不上信号的上升。如果跟不上时，滑动偏压的方式最多也就是让放大器工作到甲乙类了而已，但这个电路里滑动的是低甲的供电电压，如果滑动速度跟不上信号速度那可是灾难性的，低甲直接就饱和削波了，具体右面放大器的带宽要多大这个可以根据20kHz允许的相移是多少度计算出来（如果4V电源电压定了，最大输出幅度定了那就很容易计算出来）

以上是我的一些粗浅看法，这个电路很有意思，值得花点时间研究

xianrenb

dune2012 发表于 2015-4-12 16:36
左右都是大环负反馈，只不过左面大环负反馈主要是稳定增益和抵消失真用的，右面的大环负反馈只是用于稳定 ...

右方的 amp 有比较小的“大环”负反馈，环路只去到电感／电容接点就接回来了。
但有个更大的环、而且经过 load 的一个接点：非反相输入、电感、电容／电池、电阻、BJT（Vbe）、电阻、 非反相输入。
以我的理解，这部份就是一个自举电路。

dune2012

xianrenb 发表于 2015-4-12 16:52
右方的 amp 有比较小的“大环”负反馈，环路只去到电感／电容接点就接回来了。
但有个更大的环、而且经 ...

那个不是负反馈，那是信号采样点，是右面AMP的输入，这个采样点的幅度决定了右面放大器该给左面把电源电压升高多少。右面放大器是被当作电压可控的电源来用的，也就是说右面放大器把load上的电压采回来根据这个电压的高低去改变他的电压输出，从而改变左边末级的供电电压

xianrenb

dune2012 发表于 2015-4-12 17:06
那个不是负反馈，那是信号采样点，是右面AMP的输入，这个采样点的幅度决定了右面放大器该给左面把电源电 ...

那就是我先前说的大环正反馈。

xianrenb

我看正反馈、自举电路是同一类东西。
像 1969 电路那样就好简单，单靠电容、电阻再加上 BJT就组成了环路。
但上述的电路就复杂好多，使用大量元件来组成一个大环路的正反馈。
但其实原理好相似，都是要环路中输入端的电压某程度上跟随输出端的电压变化。

dune2012

xianrenb 发表于 2015-4-12 17:40
我看正反馈、自举电路是同一类东西。
像 1969 电路那样就好简单，单靠电容、电阻再加上 BJT就组成了环路。 ...

把我给讲晕菜了，你考虑的太多了，右边就是一个固定增益的功放，他的输出电压和4V串联给那个低甲的末级当电源用，他的输入来自于load上的电压，load上的电压越高他的输出电压越高，低甲上的电源电压也就越高，从而实现低甲的供电电压随着load上电压的增大而增大，就是这么个简单过程

我刚才简单计算了一下，如果用4V不变满功率输出最大60V（峰值）的情况下，右面功放最大允许20kHz的相移是3.8度左右，打一半的裕量，也就是1.9度，这时右面功放的3dB带宽粗略计算最少是640kHz

dune2012

如果正温管高压才能出好声的话，那这个电路不适合正温管

理想发烧

大家讨论的很热烈，这才是个论坛的样子，忍不住发表一下看法。
1、关于Qg和Ciss，Qg是场管从截止到饱合导通栅极所需的总电量，在开关电路的驱动极设计中很重要，在音频功放中，场输出管的Vds在绝大多数时间内都大于5V,只在7输产电压接近电源电压时Vds才小于5v，

dune2012

woaw 发表于 2015-4-12 23:16
我也忍不住说几句。
开关电路的驱动，往往是开环的，这类电路驱动一定要快速开关，控制的只是开与关的时 ...

唉，那个Qg被楼主给神秘化了，说穿了在开关电路中那个Qg不就是把Ciss从零伏充到完全导通时最终的Vg所需要的电量加上把Crss从导通前的Vdg电压放电到最终的Vdg电压时的放电电量的和吗，有啥好神秘的
线性应用中正如woaw所说的主要考虑好Ciss和Crss等寄生参数就行了

理想发烧

大家讨论的很热烈，这才是个论坛的样子，忍不住发表一下看法。
1、关于Qg和Ciss，Qg是场管从截止到饱合导通栅极所需的总电量，在开关电路的驱动设计中很重要，Ciss Crss都是Vds的函数，Vds越小Ciss Crss越大几乎程指数关系，Vds小于2V时Ciss Coss非常大，Vds大于5V时Ciss Coss就下降很多了，Vds大于10VCiss Coss就很小了与Vds的关系就不大了。在音频功放中，场输出管的Vds在绝大多数时间内都大于5V,只在输出电压接近电源电压时Vds才小于5v，但一般不会小于2V。所以在音频功放的设计中，还是用Ciss Coss计算比较方便和接近实际。
2、Ciss与Crss对功放到底有多大的影响，对推动级到底有多高的要求，就以irf240为例大体估算一下，irf240Crss 160p  这相当于在推动级与地之间接了一个160p的电容，20KHZ容抗大约50k，50V输出时需1ma电流，以推动级100倍电流大算，相当于在电压放大级接地一只1.6p电容，这要比一般的补尝电容小10倍。补尝电容是接在电压放大管的基极的，等效到集电极就要乘以放大管的电流放大倍数就以100算，16p的补尝电容算下来等效是1600p，也就是说irf240Crss对功放的影响比16p的补尝电容小1000倍。
再看irf240Ciss 1275p，看起来很大，在加大一些就算1600p。irf240跨导10输出10安电流Vds升高1V ，20KHZ1600p容抗大约5k,1V电压电流大约0.2ma比Crss所需电流还要小5倍。所以Ciss，Crss对功放的影响是微乎其微的，对于有推动级的放大电路万分之一以下。irf240这样的管子不用推动级的，电压级直推也能把失真降到0.01%以下。irf260这样的管子Ciss与Crss也不会是问题，更没有必要用加大电压来减小Ciss与Crss。这是不是画龙点睛，而是画蛇添足，杀鸡取卵。
3、管子的极限功耗是由元晶所能承受的最高温度，元晶到管壳的热阻和管壳的温度决定，我们能做的就是尽最大可能把管壳到空气的热阻降到最低，极限是零，也就是管壳散热器的温度与25度的室温相同，这是最理想的散热了。在这种情况下当irf240功耗150w时管芯元晶温度175度。这个175度是手册中给的最高安全工作温度。功耗300w时管芯元晶温度225度估计这时早就烟花了。管子的功耗是有极限的，手册中的最大数值是25度时的数值，大于25度数值线性减少，管子超这个极限必烟花。irf240、100v电压4欧负载能输出多大的电压和电流，同学们可以自己计算，算不明白的，不信理论的可以用实践检验。
4、p，n场管配对最主要的就是跨导，最电大流够用内阻够小就可以了其它时么Ciss、Crss、Coss都是不用配的，因为两只管子相对应的这些电容都等效并联的，配对完全没有意义。
5、dune2012 兄，你的哪个电路没有时什么优化的空间了，我上次我就说了。优化的目的是减小失真，增加稳定性，二者不能兼得，取其二。你的电路失真已很小了，再小没什么意义了，并且这种结构的放大器不可能没有补尝电容的10p已经是极限了，实际电路是要加保险的。