降低 JLH1969 放大器 THD 失真的電路分析研究

wensan

為了進一步證實 R2、R9 改為 22Ω 後，THD 失真的降低是因為 Q3 的工作點更加線性的關係，而不是因為開環路增益變大，負反饋的量增加，才導致 THD 失真的降低，因此，下圖是只調整 Q3 這一級，輸入級和輸出級都和 JLH1969 原始電路相同所做的仿真。仿真顯示在 1KHz、0.5Vp 輸入的狀況下，THD 失真從 0.069% 降至 0.022%。

JLH1969-3055-THD-22

下面幾張圖是為了建構等效電路所進行的測量。

JLH1969-3055-THD-22C

JLH1969-3055-THD-22O

JLH1969-3055-THD-22D

依照這些測量數據所建構的等效電路如下。

JLH1969-3055-THD-22F

比較這個等效電路和依照 JLH1969 原始電路所建構的等效電路可以發現開環路增益只下降了一點點。既然開環路增益沒有增加，但 THD 失真卻下降為原來的三分之一，可見THD 失真的降低確實是因為 Q3 的工作點更加線性的關係，而不是因為開環路增益變大，負反饋的量增加，才導致 THD 失真的降低。

wensan

wensan 发表于 2014-4-11 20:00
JLH1969 放大器的原始電路並沒有對靜態電流進行溫度補償，它不像一般互補推挽輸出電路由一個偏壓電路控制輸 ...

JLH1969 放大器並沒有對靜態電流進行溫度補償，所以靜態電流會隨溫度升高而加大。接下來示範的是 JLH1969 放大器將 R1 加上正溫度係數熱敏電阻進行溫度補償的方法。

我所修改完成的電路如下圖所示。在各個電晶體都工作在 27℃ 時，R1 的阻值為 196Ω。

JLH1969-3055-THD-NN22-FIN

下圖所示為各個電晶體工作在 Q1、Q2 100℃，Q3 60℃、Q4 40℃ 時，R1 的阻值須為 243Ω。

JLH1969-3055-THD-FIN100C

我找到的正溫度係數熱敏電阻為 LT1/4LT52R102J3900，這個熱敏電阻在 25℃ 時的阻值為 1kΩ，在 100℃ 時的阻值為 1.27kΩ，承受功率為 250mW。附件為正溫度係數熱敏電阻的資料。

LT-16425.pdf (268.88 KB, 下载次数: 64)

2014-4-26 23:22 上传

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下圖所示為使用六個 LT1/4LT52R102J3900 熱敏電阻並聯的方式，將 R1 加上正溫度係數熱敏電阻進行溫度補償的電路。實際裝機時須將六個 LT1/4LT52R102J3900 熱敏電阻用導熱的環氧樹酯黏貼在兩個輸出管上，監測兩個輸出管的溫度。

JLH1969-3055-THD-FINth

正能量

太厉害了！！！！！！！

ljs025

　大师设计级水平，对1969进行了庖丁解牛式分析和研究．特别是关于温度补偿电路的设计，资料充实（国内有关资料多不完备）提出了一种温度补偿的方法和实用电路．对于放大器温度补偿的设计，这个令大多数设计人员感到棘手的问题，借助Ｍultisim强大的仿真功能，简洁明白的方法，理论上获得满意的结果．
　等我消化之后，再来跟进．打算将我原来的这个１９６９改进实践一下．原来电路参数：２４Ｖ交流，经电子滤波电压２９Ｖ．功放管电流1.2A.参数与改进电路比较接近．输入电容BENNIC10uf,输出电容ROE2200uf,其他电容松下ＦＣ220uf.100uf．管子：3906, 1711 ,3055 一看便知．
声音个人比较满意，低频尚有不足．现在除了温补电阻其他元件已准备好．
原先的１９６９：



原来ＲＡＭＭ测试图：一般化．

ljs025

借助大师发的的资料，经过消化，也对１９６９进行了温度补偿的仿真，0°Ｃ-100°Ｃ的补偿与未补偿的结果见图．如图所示其补偿效果非常明显！虽然还有许多因素需要考虑，但是这个方法，值得研究．

ljs025

补充：为了能更清楚的说明该补偿电路的作用正确，分别设定了三种稍微不同温度系数的R11.这时就分别出现了：补偿不足，补偿正确，和补偿过头．

见图：

zmcclu

好专业啊，这么多图，感谢分享。

wensan

提醒大家，溫度補償所使用的正溫度係數熱敏電阻是“線性”正溫度係數熱敏電阻。
不可以使用電路過載保護用的“非線性”正溫度係數熱敏電阻。

熱敏電阻盡量選擇溫度係數越高越好，因為熱敏電阻如果對溫度太靈敏，可以很簡單的加個普通電阻串聯或併聯，就可以達成降低熱敏電阻對溫度的靈敏度的目的。
但是熱敏電阻如果對溫度不夠靈敏，想提升熱敏電阻對溫度的靈敏度就非常困難！

cctv8239

论坛做功放箱子的都应该来看看这个帖子，就知道分立元件是有多难做了，也是为什么厂机的音质比山寨机好的原因，没有仪器，没有对比，做个好机器谈何容易

patch

R9改为22Ω后，静态电流的温度稳定性比原来差了，补偿有必要！

patch

3900ppm@25℃的温度系数与铜的温度系数3942ppm@25℃很接近，也与铂电阻3560ppm@25℃也相近，测温铂电阻可考虑代用效果。

wensan

patch 发表于 2014-5-2 05:12
3900ppm@25℃的温度系数与铜的温度系数3942ppm@25℃很接近，也与铂电阻3560ppm@25℃也相近，测温铂电阻可考 ...

我原本中意的是溫度係數 4500 PPM/℃ 的熱敏電阻 LT1/4LT52R102J4500，但找不到有零售的，只在 Mouser 找到 LT1/4LT52R102J3900。
如果跟工廠訂製的話，建議訂溫度係數 4500 PPM/℃ 的熱敏電阻 LT1/4LT52R102J4500。

中國的華巨電子也有生產“線性”正溫度係數熱敏電阻。

华巨电子线性热敏电阻系列

patch

wensan 发表于 2014-5-4 12:12
我原本中意的是溫度係數 4500 PPM/℃ 的熱敏電阻 LT1/4LT52R102J4500，但找不到有零售的，只在 Mouser 找 ...

对R1和R9同时补偿可以加强。

patch

R9用碳膜电阻。

wensan

在這個論壇曾有人評論說：『1969电路一共只有三级，有效的缩小负反馈环路，最大限度的缩小了时差，虽然增益不算很大，开环约55db（用场管增益更小，因些我觉得此电路用场管并非明智）』
對於『用场管增益更小』這一點非常令人懷疑。所以我做了下面的仿真，在沒有特意優化電路的情況下，將原始的 JLH1969 放大器電路的輸出級改成“场管”，仿真顯示其 THD 失真降到 0.006%，開環路增益增加了將近一倍，可見『用场管增益更小』這一點是錯誤的。

shslhzf

wensan 发表于 2014-4-10 08:16
下圖可看出各級靜態電流。

你有没有发现这个改后的电路放大倍数AV的变化吗？

shslhzf

wensan 发表于 2014-4-10 08:16
下圖可看出各級靜態電流。

输入阻抗也太小了吧。

baisha6007

看到了，这才是高手啊。

wensan

接下來的一系列仿真是針對 JLH1969 放大器進行方波測試，藉以了解放大器在速度方面有關“壓擺率 Slew Rate”的特性。

下圖是 JLH1969 原始電路進行方波測試的電路接法。訊號產生器設定在 50% Duty cycle 方波， 頻率為 20 kHz，電壓擺幅為 200 mVp，方波上升與下降時間為 10 nS。我特地在放大器輸入級 Q4 的 E 極放了一個電流探針，以便監測輸入級的工作狀態。因為輸入級的工作狀態是決定放大器在速度方面有關“壓擺率 Slew Rate”特性的關鍵所在！

JLH1969-3055-O

下面兩圖是方波測試的結果。

JLH1969-3055-Or

JLH1969-3055-Od

由這兩張圖可以算出是 JLH1969 原始電路輸出的方波上升緣的壓擺率約為 1.525 V/μS。方波下降緣的壓擺率約為 24 V/μS。為什麼方波上升緣的壓擺率會比方波下降緣的壓擺率低這麼多？這是因為在方波上升緣的的瞬間，放大器輸入級 Q4 的電流降到 0 而發生截止現象。但在方波下降緣的瞬間，放大器輸入級 Q4 的電流卻可以隨著輸入訊號的變化繼續增加。也就是說在方波上升緣的的瞬間，放大器輸入級“過荷”了！

在這裡必須要講解一下“放大器輸入級的輸入動態範圍”，比較嚴謹的說法應該是“放大器同相輸入端與反相輸入端間的輸入動態範圍”。如果 JLH1969 放大器輸出的最大電壓擺幅為 13 Vp (也就是 26 Vp-p)，電壓增益為 13 倍，那麼 JLH1969 放大器的輸入動態範圍則為 1 Vp (也就是 2 Vp-p) ，電壓擺幅超過 1 Vp 的輸入訊號會令 JLH1969 放大器發生輸出過荷。但是為什麼電壓擺幅才僅僅 200 mVp 的方波輸入會令 JLH1969 放大器發生輸入級“過荷”呢？這是因為 JLH1969 放大器輸入級的輸入動態範圍小於 200 mVp。既然 JLH1969 放大器的輸入動態範圍是 1 Vp，那麼 JLH1969 放大器輸入級的輸入動態範圍小於 200 mVp 的話， JLH1969 放大器怎麼還能工作呢？這是因為在輸入訊號的速度不是很快的情況下，反饋訊號會將大部分的輸入訊號抵消掉，實際呈現在放大器同相輸入端與反相輸入端間的訊號會很小。但是當輸入訊號的速度很快的情況下，反饋訊號來不及將輸入訊號抵消掉，實際呈現在放大器同相輸入端與反相輸入端間的訊號就會比較大。

下圖是降低方波的擺幅至放大器輸入級 Q4 剛好沒有截止，藉以測量 JLH1969 原始電路能承受多大擺幅上升時間為 10 nS 的方波。測量的結果 JLH1969 原始電路輸入級的輸入動態範圍大約是 33 mVp (也就是 66 mVp-p)。

JLH1969-3055-Oi

一般的音頻訊號應該不會有上升時間為 10 nS 的方波這麼高速的訊號。下圖是將方波的上升時間改為 1 μS ，測量的結果 JLH1969 原始電路輸入級可承受 60 mVp (也就是 120 mVp-p) 的方波訊號輸入。

JLH1969-3055-O60

在高速而且擺幅大的輸入訊號下發生放大器輸入級瞬間過荷，會導致一種很特別的失真‧這種失真叫做“瞬態互調失真 Transient Intermodulation Distortion (簡稱 TIM 失真)”，也就是所謂的“晶體管聲”。很多真空管放大器也使用大量的負反饋，為什麼真空管放大器通常不會發生 TIM 失真？因為真空管的輸入動態範圍很大，大到幾 Vp-p 甚至十幾 Vp-p。從下面幾張真空管的特性曲線圖可看出真空管的輸入動態範圍很大。而 BJT 電晶體的輸入動態範圍很小，大約只有二、三十 mVp-p。JFET 和 MOSFET 的輸入動態範圍都比 BJT 大。只要放大器輸入級的輸入動態範圍夠大，就算反饋訊號延遲很久也不會發生放大器輸入級瞬間過荷，也就不會發生 TIM 失真。

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下圖是 2SK170a 的特性曲線圖。

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JLH1969 原始電路輸入級 Q4 的偏流只有大約 0.2 mA，這麼小的輸入級偏流是無法指望它的壓擺率能高，速度會快。一個頻率 20 kHz、電壓擺幅 13 Vp 的正弦波的壓擺率為 1.634 V/μS， JLH1969 原始電路輸出的方波上升緣的壓擺率只約為 1.525 V/μS。要提升 JLH1969 放大器的壓擺率就必須加大輸入級 Q4 的偏流，但是輸入級 Q4 的偏流會流經 R3，R3 的阻值是 2.7 kΩ，如果輸入級 Q4 的偏流加大到 4 mA，R3 的壓降會有10.8 V，這樣 Q4 會接近飽和而無法工作。所以要加大輸入級 Q4 的偏流，就必須降低 R3、R4 的阻值。

下面幾張圖是修改過的電路的測量結果。電路輸出的方波上升緣的壓擺率約為 7.94 V/μS。方波下降緣的壓擺率約為 28.6 V/μS。輸入級的輸入動態範圍能承受上升時間為 10 nS 的方波大約是 50 mVp (也就是 100 mVp-p)。輸入級的輸入動態範圍能承受上升時間為 1 μS 的方波大約是 185 mVp (也就是 370 mVp-p)。

JLH1969-3055-F

JLH1969-3055-Fr

JLH1969-3055-Fd

JLH1969-3055-Fi

JLH1969-3055-F185

將輸入級 Q4 的偏流加大後，放大器的壓擺率確實提升了很多，但是輸入級的輸入動態範圍並沒有提升很多。一般增加放大器輸入級輸入動態範圍的方法是在輸入級電晶體的 E 極串一個電阻，這樣會增加放大器輸入級的輸入動態範圍，但是有個不良的副作用是輸入級的增益會降低，放大器的開環路增益也就跟著降低，所以 THD 失真會變大。也就是說必須犧牲一點 THD 失真來改善 TIM 失真！

下面幾張圖是在輸入級 Q4 的 E 極串一個 100 Ω 電阻的電路的測量結果。在 1KHz、0.5Vp 輸入的狀況下，測試其 THD 失真本來是 0.003% 變成 0.015%。
電路輸出的方波上升緣的壓擺率約為 8.6 V/μS。方波下降緣的壓擺率約為 42 V/μS。輸入級的輸入動態範圍能承受上升時間為 10 nS 的方波大約是 160 mVp (也就是 320 mVp-p)。輸入級的輸入動態範圍能承受上升時間為 1 μS 的方波大約是 300 mVp (也就是 600 mVp-p)。

JLH1969-3055-LT

JLH1969-3055-LTr

JLH1969-3055-LTd

JLH1969-3055-LTr160

JLH1969-3055-LTr300

最後，究竟 THD 失真與 TIM 失真這兩者孰輕孰重？該如何取捨？這個問題就留給各位自己去決定。