【閒談】R–C 衰減型 RIAA 前置放大器

MC275 · 发表于 2009-9-18 23:23

麻烦帮这图改改！不为别的！只为有更好的声音！能完全乎合RIAA零误差就最好不过了！谢谢！！！

Gautau · 发表于 2009-9-19 00:38

回楼主.如果40PF的增减就会引起翻天覆地........ 我认为不应,因为高频段的均衡电容为4.052nF,40PF的增减仅相当于1%的误差.RIAA均衡网络对元件精确度的要求没这么高吧.
另外RC网络为无源器件，理论上它的均衡特性是 ...
开心果发表于 2009-9-18 10:32

因有时差（-7/8 小时）关系，故每次回帖都多在深夜，请谅！

很高兴得遇兄台，因每次闲谈，兄台都可將问题提点出来。
之前我亦曾提到 Lipshitz 的设计沒有任何问題。。。
但須有 60db 增益的放大器来推动（Equalizer 实际須要额外的 20db，即共 -60db），迟点有机会时再谈 . . .

若果放大电路达到 1000倍（60db）时，微音效应会變得非常严重﹕只要对着电子管或线路版说话，都会像微音器般將声音拾取﹔轻轻一碰机壳，便可能会將喇叭燒毁！
1000倍的胆管放大电路工作时很不稳定，容易產生嘯叫（正回输）。除此之外，噪音亦较難以处理 - 尤以加入阴极输出级后，热噪会更大。

下面试將 Gautau（本人）与 Lipshitz 的基本計算一同列出，原來其结果十分有趣﹕
RIAA Equalizer (Basic calc.)
   Gautau  \  Lipshitz
R1 ( KΩ ) = 145.800000    \ 145.800000
R2 ( KΩ ) = 21.200000 \ 21.200000
R3 ( KΩ ) = 1000 \ 1000
C1 ( nF ) = 4.052139 \ 5.144033
C2 ( nF ) = 15 \ 15  <= INPUT
C3 ( nF ) = 208.458772 \ 208.458772

R1*C2 ( µS ) = 2187 \ 2187
R1*C1 ( µS ) = 590.802 \ 750
R2*C2 ( µS ) = 318 \ 318
C2/C1 = 3.702 \ 2.916

比较 R1 至 C3，只有 C1 的数值有不同 - - 数值越接近 Lipshitz，则 Equalizer 要求的增益越高，终极為 60db，另加 3~4db 的插入損失（Insertion Loss）。
若將 C1 改细至 4.052139nF，则為 40db，另加 3~4db 的插入損失（Insertion Loss）。

很多时候为了將线路简化或节省成本而会选用 6n2 / ECC83 （前后各一级），此时 RC 前的增益為 33db（实為 30db），可试按比例来减少 C1 的数值（但计算方式真的要有机会才能再谈，请谅！）。

曾提到 40PF的增减就会引起翻天覆地 . . . 这是真的。

sandy-H · 发表于 2009-9-19 01:22

老兄，6G2基本等于6SQ7=12AX7,略=6SL7,,不知道对否？

本人，按照老的图纸做了几个唱放，感觉都不理想，高频衰减不够，低频不足，

也许是唱机未够班，但是不会比中华的206差，机器型号是：FC-102MN

国产的进口贴牌老组合机上面的机器，唱放没有做好，就是找不到感觉.......

听起来比206还要差些......

Gautau · 发表于 2009-9-19 03:00

麻烦帮这图改改！不为别的！只为有更好的声音！能完全乎合RIAA零误差就最好不过了！谢谢！！！
MC275 发表于 2009-9-18 23:23

因为沒有电子管的特牲，故難以计算。
或换另一角度，你装过这线路后，覺得有何问题？可否提出来好让大家分享！

若用 30 电子管（RCA）的話，这线路的音貭会令你吃驚！
此线路的原作者有极深厚的功力，沒有15年以上的经验是绝不能设计出来 . . . 值得大家學习。

Gautau · 发表于 2009-9-19 03:36

34# Gautau

老兄，6G2基本等于6SQ7=12AX7,略=6SL7,,不知道对否？

本人，按照老的图纸做了几个唱放，感觉都不理想，高频衰减不够，低频不足，

也许是唱机未够班，但是不会比中华的206差，机器型 ...
sandy-H 发表于 2009-9-19 01:22

"高频衰减不够，低频不足" . . .
主要是 RC电路中的 220KΩ 作怪，改為 1MΩ試試。
與 0.47µF串連的 33KΩ 若改至 22KΩ，及/或 0.033µF 改至 0.027µF的話，效果会更好。

兩只陰極电容应改為 250~270µF。

q1688 · 发表于 2009-9-19 08:14

與放大電路併合后的零件數值﹕
R1' ( KΩ ) = 138.701263 = R1 – Ro
R2' ( KΩ ) = 21.2 = R2
R3' ( KΩ ) = 1000 = R3
C1' ( nF ) = 4.026561 = C1 – Ctotal
C2' ( nF ) = 15 = C2
Gautau 发表于 2009-9-17 05:38

RO=线路输出的阻抗吗

开心果 · 发表于 2009-9-19 12:47

麻烦帮这图改改！不为别的！只为有更好的声音！能完全乎合RIAA零误差就最好不过了！谢谢！！！
MC275 发表于 2009-9-18 23:23

算了一下,将238.5K改为182.25K(含前级输出内电阻),3150P改为4115.2P(含后级输入的各种分布电容),理论均衡误差可达0.001dB以下.如果元件误差为1%,理论均衡误差将上升到0.15dB(20Hz时).3150P下面的1K电阻是防震荡的?对均衡的精确度有严重影响,不该接这里.
以上是假设后级输出变压器的频率特性为平直.
(纯属纸上谈兵)

MC275 · 发表于 2009-9-19 13:43

那一个电阻唱头频响补偿用的！有请老兄在这分析一下输出阻抗是如何影响网络精度的!我想深入了解一下!

开心果 · 发表于 2009-9-19 14:07

元件的误差有一定的互补性.在其它条件不变的情况下,输出阻抗增加,低频上升,高频有所下降.

Gautau · 发表于 2009-9-19 16:35

RO=线路输出的阻抗吗
q1688 发表于 2009-9-19 08:14

是推动级（RC前）的輸出阻抗。

Gautau · 发表于 2009-9-19 17:40

算了一下,将238.5K改为182.25K(含前级输出内电阻),3150P改为4115.2P(含后级输入的各种分布电容),理论均衡误差可达0.001dB以下.如果元件误差为1%,理论均衡误差将上升到0.15dB(20Hz时).3150P下面的1K电阻是防震荡的? ...
开心果发表于 2009-9-19 12:47

3150pF 与 1KΩ 的组合是針對 3.18µS（50.05KHz），目的是防止唱片刻錄头在使用一段时间后，刻刀（即相等于唱头中的唱針）会因磨損而出现高次湝波，而这些高次湝波很可能会損壞音响器材 . . . 如高音喇叭或 OP-Amp . . . 等等。

如真的有須要，个人会利用 Cmiller+Cstray 和 Ro 的配合，使放大电路的 Fo 定在约 50KHz 处，將这些高次湝波在 RC前先作衰减，或在放大电路处加上一 50KHz 的低通滤波 - - 但尽量不放在 RC电路处，因会影响 RIAA 的準确性。

不过，个人认为唱片刻錄头的損耗应属唱片公司的責任，故通常不予理会。

MC275 · 发表于 2009-9-20 01:46

前两级是1B2! 第一级是五极管接法！第二级三极管接法！第三级2P2三极管接法加输出牛！
那个电阻在马兰氏7的网络里都有的！我加如这电阻只是为了补尝唱头的高频下跌!不一定是不1K.不同的唱头电感量会有不同的数值!

MC275 · 发表于 2009-9-20 01:51

谢谢！今下了班找了一些书重温了一下！终于明百个大概了！谢谢点醒！

Gautau · 发表于 2009-9-20 06:48

随手绘图并按照 Lipshitz 的理念重新计算一次，本线路設计頗为另类 . . . 幸好胆管的設计彈性頗大，只要接线正确，便可工作，難度不大。

下图主要是作计算練習，但亦可试制 - 不过这线路的要求较高，須要小心处理。

1. 在 R-C 电路前已有 60db 以上的增益，为減微音效应，如用线路版的話，管座中央应用幼螺丝固定在线路版处，然后才再銲錫。
2. 栅极与屏极的接线尽可能短及互成 90°，以免引起信号回输。
3. R201（360KΩ）已调校至 Fo = 50KHz，不要更改。
4. 除阴极电容及 C101 外，全部电容最少为 350V（450V 更佳）。
5. R-C 电路中的数值，不要更改。

R-C Pre-Amp_Lipshitz_calc..jpg (51.38 KB, 下载次数: 67)

大懒 · 发表于 2009-9-20 08:04

顶楼主！学习中！

MC275 · 发表于 2009-9-20 12:37

54# 开心果
老兄取第二级合成输出阻抗是多小？还有下一级输入电容是多小？如考虑分布电容的影响！那应取值比3150PF还要小！怎么反变大了？1B2三极接法时合成输出阻抗约10K！我算的取分布电用50PF！如下图！与你的出入好大，不知是我算小了什么,特来请教！望能指点以二!我所用的算法是用《负反馈放大器》一书里说的算法

开心果 · 发表于 2009-9-20 14:56

均衡网络是一个相对独立的线性网络，它的传输特性(输入、输出与频率的关系)可用串并联电路精确求出。元件的数值可按Lipshitz的算法求得。数据出入大，是因为你原来的数据不准确造成的。

Gautau · 发表于 2009-9-20 18:04

下面用截图方法將试算表列出（第一级）﹕
图中的黑色部份，并非有任何秘密，只是内裡包括了其它的电子管资料，及 CK-OFF（取消了阴极电容）的计算方式。而这些数据在本线路中并不适用，故才將其屏蔽，以免扰亂思维。

Ck（阴极旁路电容）的设定与其它线路不同﹕首先须找出电子管阴极对地的等效内阻（rk），然后与阴极电阻（Rk）并接，再用 0.5~1Hz 來计算Ck，故 Ck 的数值会比其它的大。
由于本电路的增益极高，如不將 3.18µS（50.05KHz）先作衰減，第二级（高頻部份）便會过荷。所以便利用 Cstray//Cmiller x Ro，工作頻率（Fo，或 fT ）便交由 Rg' = R201 负責（不須过于精準，因实际的 Cstray 要在装磡后才能量度，之后才作微調 . . . 当然，不再作微调也沒捨问題）。

capture_Stage_1.jpg (104.46 KB, 下载次数: 31)

Gautau · 发表于 2009-9-20 18:08

第二级﹕
兩级的增益已超过 63db，完全符合 Lipshitz 的设计理念﹕但如增益不足 57db 的話，中频段便会被提升（即高頻和低频都会減少了），增益越低，则效果越明显。
C2 定于 6.8nF 的原因﹕为要求增益达标，便只能选用较细数值。
本级的 Fo 不能再定在 3.18µS处，因会有相移！

信号以直接交連方式进入 R-C电路及作陰極輸出。

本电路有约 45.3db 增益，足夠將 3mV 的 MM头放大至 550mV（美国标準），而音量则与 CDP 的 2V 持平。
若用 M I 頭（动鉄，如 Decca London）的話，輸入端的唱头 负载电阻及电容 便須稍作更改（R101 = 27KΩ，C101 = 220pF）。

灯丝必須墊上 +70V（EB / 4）。ECC83 及 ECC82 可用国内電子管代替，只是增益稍減（最好重新计算一次）。

从网上了解，国内採用 MC头的朋友不太多，故將 3# 的线路图（本為 MM / MC）简化，专攻 MM頭。

零件方面，普通料足矣！补品可留待將來須要时才加上 - - 但勿用 陶瓷电容！

capture_Stage_2_Lipshitz.jpg (137.09 KB, 下载次数: 27)

MC275 · 发表于 2009-9-20 19:19

69# 开心果
请解释一下3150P变大的原因行吗？是因为238。5K变成了182。25K所造成的吗？你当时算的第二级输出阻抗是多小？

【閒談】R–C 衰減型 RIAA 前置放大器

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