把道格拉氏所谓无缺陷功放的THD从0.002%降至0.0003%便再无非分之想

HuBin168

卖油翁 发表于 2026-7-24 18:04
你这段话，通篇都是感觉、大约、难以、很容易和味道等模棱两可的词，其观点我不敢苟同，你让OPA1612 （ ...

    首先我澄清一下，我没有任何不敬的意思 。
    我并没有对前辈的思路和电路有任何不好的想法，我也没有资格去评论前辈的想法如何如何，我以我的认知实事求是发表一下看法而已，前辈勿怪！！！

    “你让OPA1612 （典型总谐波失真加噪声THD+N=0.000015%@1kHz、2Vrms、2kΩ负载）的工程师团队情何以堪？”


    前辈这个质疑这是个非常好的问题，但是，您混淆了小信号运算放大器与功率放大器的应用场景、设计目标和测试条件。

    OPA1612 标注的0.000015% THD+N，测试条件是1kHz、2Vrms 输出、2kΩ 负载，我们可以直观对比一下它和后级功放的工作强度：
    按功率计算：OPA1612 的输出功率 P=V²/R = 4/2000 = 0.002W（2 毫瓦），属于毫瓦级的小信号处理；
    一台普通后级功放，按 100W/8Ω 计算，输出电压约 28.3Vrms，输出电流约 3.5A，是百瓦级的功率驱动，输出功率差了整整 5 万倍。
    这里我们可以看到，低电压、高阻、小电流的小信号场景，实现低失真的难度远低于功率级。功率放大器要驱动扬声器的动态大电流、反电动势、宽频带阻抗波动，还要在全功率范围内保持失真稳定，其设计复杂度和失真控制难度，是小信号运放无法比拟的。

    前端小信号器件必须把失真基底压到极低，给后级放大留出充足的余量。OPA1612 的 0.000015%，本质是系统级的余量设计，而不是为了让人耳直接分辨出这个量级的失真。
    功率放大器是信号链路的末端，直接驱动扬声器，它的失真不会再被任何环节放大。

    如果前级运放本身失真为 0.05%，经过后级功放 20 倍增益放大后，到扬声器端就变成了多少？
    THD不会被放大，但是噪音被放大到多少？还能听吗?

    整套音响系统里，失真最大的环节永远是扬声器。普通家用音箱中频段 THD 约 0.5%~2%，低频大音量下甚至超过 10%，比功放的 0.01% 高出两个数量级以上。
    当音箱本身已经带来 0.5-2% 甚至以上的失真时，功放把 THD 从 0.01% 降到 0.0001%，对最终入耳的总失真贡献可以忽略不计。

    之前我也认为扬声器无所谓，不就是电生磁、磁生力、力振动变声音吗？因为从事的行业的关系，做了很多研究、测试，彻底打破了我的想法。
    说一下比较常见的，6.5 寸顶级中低音单元，300Hz 以上中频段可做到 0.5% 以内，但低于 100Hz 后失真会快速上升到 1% 以上；12 寸以上大口径低音单元，中频段最优失真通常在 0.5%~1%，大冲程下失真会翻倍增长。
    哪怕是顶级的Accuton、Scan-Speak 旗舰，真力、B&W 顶级成品箱，以及 Purifi 单元和静电音箱的实测失真数据，厂商宣传的 “0.0x% 失真”，几乎都是 1kHz、低功率、裸单元的最优单点值。装成成品箱、覆盖全频段、正常听音音量下，平均失真通常会升高 5到10 倍。

    所以还是我之前的想法：功放把 THD 从 0.01% 降到 0.0001%，下游的扬声器失真已经把这个差异彻底淹没了。

    当然，把功放做到您期望的“THD从0.002%降至0.0003%”，也不是不可以有，至少像运放一样留足了余量。

HuBin168

卖油翁 发表于 2026-7-24 18:04
你这段话，通篇都是感觉、大约、难以、很容易和味道等模棱两可的词，其观点我不敢苟同，你让OPA1612 （ ...

“你认为我的电路转换速率、瞬态互调失真会是多少？”

    对于分析电路，因为知识储备的原因（没上过大学 ），班门弄斧，试试吧：

      1、转换效率：
      输入差分级：Q8、Q9（2N5401 PNP 管）组成差分对，搭配 100Ω 发射极负反馈电阻（R11、R12），用于扩宽线性范围。小信号分立功放的输入级尾电流通常设计在1mA~5mA区间，该电路用小功率管 2N5401，典型静态尾电流取 2~3mA。
      补偿电容：电路中 C3=10pF 是最核心的相位补偿元件（跨接于电压放大级的集电极 - 基极之间，即密勒补偿）；C11=47pF 为局部补偿电容。常规 HiFi 分立功放的主补偿电容通常在 10~47pF 区间，兼顾稳定性和速度。

      这个电路的转换速率大概率在 30~80 V/μs 区间。同时输出级采用 4 对功率管并联，输出电流能力强，在大信号、低负载下的 SR 下降幅度很小，大动态表现优于单对管功放。

    2、瞬态互调失真
      差分对加入了 100Ω 发射极负反馈电阻，大幅扩展了输入线性范围，显著降低了阶跃信号下的输入级过载程度，这是抑制 TIMD 的关键设计，能明显缩短失真持续时间。
      电路为电压串联负反馈结构，闭环增益约 21 倍。假设开环增益为 60~80dB（1000~10000 倍），则反馈深度约 34~54dB，属于中深度负反馈，存在一定的 TIMD 先天风险。
      与转换速率有一定的联动影响：SR 越高，电压建立时间越短，TIMD 的影响就越小。

      结合电路结构，TIMD 表现优于普通低速功放，TIMD 属于同价位分立功放的中等偏上水平：远优于深度负反馈的集成功放（如 LM3886、TDA7293 等），弱于无大环路负反馈功放、电流反馈型功放。


    可以说比较优秀，极致。。。我认为算不上。

    讨论就是各抒己见，实话实说，没有任何不敬的意思，前辈勿怪

hwckent

末级静态电流38mA顺便定一个 (可以尝试在 35mA到60mA之间小范围扫描偏置点。有时在特定的负载和电压条件下，存在一个能够让交越失真与跨导非线性达到最佳互补的“甜点”电流值。)

100w 8Ω THD1K:0.000011%

HuBin168

卖油翁 发表于 2026-7-24 18:09
你可以直接使用道氏的原电路呀，0.0016%，与你的金标准0.05%差不多哈哈

    说来惭愧，虽然有研究过，但是我不喜欢分立功放，比较喜欢集成的。

    看过道格拉斯无缺陷放大器的原作，你这个就是源自道格拉斯的无缺陷原电路，只是针对大功率、低阻负载做了扩流和优化。

    精心调校的标准版在同条件下 THD+N 可做到 0.0005%~0.001%，数值上比 TPA3255 还低一个数量级。
    但这个上限仅存在于实验室级的精准制作中，普通 DIY 成品的实际水平通常在 0.01%~0.05%，元件配对差、调试不到位的版本，失真甚至会高于 0.1%。

    “道氏”的电路上限很高，但是没水平会下限很低，至少国内市面上的，什么终极版、全新设计版、海外版、优化版。。。。我没见到有一块能打得过 TPA3255的。

hwckent

补偿有多种方式的..下图是高阶混合补偿,看看曲线吧,吵啥

MT4S301

hwckent 发表于 2026-7-24 20:07
末级静态电流38mA顺便定一个 (可以尝试在 35mA到60mA之间小范围扫描偏置点。有时在特定的负载和电压条件下 ...

分立电路先做出1℃以内的温度追踪再来谈【甜点偏置】吧，否则都是空中楼阁

MT4S301

HuBin168 发表于 2026-7-24 17:02
单频正弦波测试，人的耳朵对失真最敏感，奇次失真低于 0.1% 左右就可以察觉，到了0.05%，人耳朵基本 ...

其他都同意，但转换速率·瞬态响应·瞬态互调真不应该由深度负反馈来背锅。
【大部分人做不好深度负反馈的瞬态响应】不代表【深度负反馈就是瞬态问题的根源】。
LMH6723有深度负反馈，THS4031有深度负反馈，OPA856有深度负反馈，LTC6409有深度负反馈，AD8045有深度负反馈。

HuBin168

hwckent 发表于 2026-7-24 20:32
补偿有多种方式的..下图是高阶混合补偿,看看曲线吧,吵啥

    超前滞后混合补偿？？

    波特图上看到中频出现增益鼓包，参数调校很难，一不小心就会振荡。零点、极点匹配要求太麻烦，补偿电阻电容数值差一点曲线就会完蛋。

    仿真不会涵盖原件布局、 布线、温度、寄生电容、寄生电感等等，这些都会改变零点极点位置，仿真最优参数搬到实物可能也不稳定。

hwckent

MT4S301 发表于 2026-7-24 20:38
分立电路先做出1℃以内的温度追踪再来谈【甜点偏置】吧，否则都是空中楼阁

多加两个二极管做温度补偿的,都是和Q17一起贴到散热片上

HuBin168

MT4S301 发表于 2026-7-24 20:49
其他都同意，但转换速率·瞬态响应·瞬态互调真不应该由深度负反馈来背锅。
【大部分人做不好深度负反馈 ...

你说的“转换速率·瞬态响应·瞬态互调失真”肯定不应该由深度负反馈来背锅，只是很多水平不足的DIY，为了利用深度负反馈压低稳态 THD，选择了粗暴保守的单极点密勒补偿，肯定不能把 “糟糕的补偿方案” 的锅，都扣在“深度负反馈”身上。

hwckent

HuBin168 发表于 2026-7-24 20:50
超前滞后混合补偿？？

    波特图上看到中频出现增益鼓包，参数调校很难，一不小心就会振荡。零 ...

看来你对补偿认知不充分,好好学习,争取为论坛做出贡献

揭秘过冲及相位裕度之间的关系
https://www.ti.com.cn/cn/lit/an/zhda012/zhda012.pdf

分立式音频功率放大器中的双极点补偿和推挽式跨阻级
https://www.diyaudio.com/communi ... h-pull-pdf.1340622/

hwckent

如果你有看我以前的仿真,我是要求满功率状态THD20:0.000010%的,瞬态互调失真LTspice测量不出
1MHz THD也在0.1%以下

HuBin168

hwckent 发表于 2026-7-24 20:55
多加两个二极管做温度补偿的,都是和Q17一起贴到散热片上

普通单管 Vbe 倍增器，只有 1 个 PN 结参与温度反馈；现在 3 个 PN 结（Q17、D1、D2）同步感受散热片温度，总温度系数更大。
相同偏置电压下，多个 PN 结分担压降，可以通过电位器 P1 调整倍增系数，更容易匹配多并联功率管集体的温度漂移特性。
元件同源，热耦合条件理想
全部贴同一块散热片，若导热做得好，温度跟随速度优于仅仅依靠单三极管补偿。

但是也有弊端或者隐患：
温度系数很难精确匹配。
楼主的功率输出管：2SA1216 ， 2SC2922，温漂≈ -2.0到-2.2mV/℃
BD139（Q17）、普通开关二极管 DTTD：温漂≈ -2.1~到2.4mV/℃
单颗器件温漂勉强接近，但叠加 3 个 PN 结之后，整体温漂总量是不是会被放大？

我认为这个补偿太过度了。
比如：冷机开机：偏置电压偏高，静态电流偏大；
长时间工作、散热片升温后，偏置电压下降过多，静态电流被压得太低，中低音量下重新出现交越失真。
也就是说：冷态静态合适，可是热态偏置又不足；强行调高冷态静态，高温又容易过热，很难找到一个冷热态两全的平衡点。

还有，二极管存在正向动态电阻、结电容。
原始 Vbe 倍增器只有三极管 be 结；现在发射极串联两只二极管：
交流信号会在 D1/D2 动态电阻上产生额外压降波动。
Vbe 倍增器不只是提供直流偏置，同时隔离上下驱动级的交流电位。二极管非线性会轻微调制交流驱动信号，引入微弱额外谐波失真。
原版纯三极管 Vbe 倍增器交流线性更好，没有二极管非线性污染。

再一个，现在温度基准依赖1 只三极管 + 2 只二极管一共 3 个元件。
器件批次差异怎么办？有的二极管温漂偏大、有的偏小，三者温漂不可能完全一致。
更换任意一只元件，整机冷热态静态特性都会大变。相比单纯三极管 Vbe 倍增器，配对、复制难度大幅上升。
你这个要求Q17、D1、D2 和输出功率管外壳温度完全一致。但现实是导热硅脂、垫片、压紧力度都会造成温差。
一旦二极管、 三极管和功率管之间存在温差，补偿曲线直接错位：要么补偿不足，要么补偿过量，总不能听着听着还要打开机箱调一下。

HuBin168

hwckent 发表于 2026-7-24 21:21
看来你对补偿认知不充分,好好学习,争取为论坛做出贡献

揭秘过冲及相位裕度之间的关系

感谢前辈

HuBin168

hwckent 发表于 2026-7-24 21:21
看来你对补偿认知不充分,好好学习,争取为论坛做出贡献

揭秘过冲及相位裕度之间的关系

这两个文件是好东西　前辈真的是个知识库，看了你发的许多电路、资料。　　
我公司那个大叔总叫我不要逛论坛，我认为去其糟泊，取其精华，总能学到东西。

hwckent

这贴有瞬态响应的论述 http://bbs.hifidiy.net/thread-1516542-2-1.html

还付有IanHegglun的一个仿真文件,好好研究吧

MT4S301

HuBin168 发表于 2026-7-24 21:06
你说的“转换速率·瞬态响应·瞬态互调失真”肯定不应该由深度负反馈来背锅，只是很多水平不足的DIY， ...

你又进入误区了。我所列举的4个超高速度超低失真集成运放里3个画了伯德图，都是单极点补偿
剩下LTC6409没画开环伯德图但说GBW=10ghz，既然存在GBW那也是单极点补偿。
因此单极点补偿并不背锅。





再说单极点补偿范畴内具体的米勒补偿结构：依旧能找出大把超高速度超低失真运放的例子
LT6236：老烧们最瞧不起的因素全占（单极性差分对输入+米勒补偿+电压反馈结构）但215MHz带宽70V/us速度，2khz处失真-116.8dbc，输入噪声密度1.1nV
LTC6226：还是老烧最瞧不起的电压反馈+米勒补偿+单差分。但在100khz频率驱动100欧电阻负载输出4Vpp时竟还有-111dbc失真性能。输入噪声密度1nV
LTC6252：依旧单差分（正负2组差分级同时只有1组在工作）+米勒补偿+电压反馈，400MHz带宽280V/us速度，1k负载在100khz也保持-100dbc的THD。

上面三个运放在UGB附近都加入零极点doublet不是纯粹主机点补偿。如果非要距离单极点+米勒电容+深度负反馈那么AD8597作为低频低速低噪型号依然提供-120dbc的THD直到10khz也在-105dbc以下。
AD8597的简化内部电路：经典的折叠沃尔曼差分输入+共射VAS+米勒电容+推挽射随缓冲输出。
值得指出AD8597的动态性能在其1/f噪声拐点仅10hz、典型失调电压仅10uv的大面积器件与低频优化情况下得出。不难想象若放宽1/f噪声拐点至1khz并允许0.5mV典型失调电压其动态性能还可提升。

atisa

筑明 发表于 2026-7-24 18:58
楼主把信号发生器换成20K再对比优化

中

hwckent

简单解释Bob Cordell第二版书的BC-1

输入级 (IPS)： 由对管 Q1 / Q2 (2N5401C) 组成双差分输入级；由 Q3, Q4, Q5 (2N5551C) 构成带缓冲级的电流镜负载；恒流源提供 2mA的尾电流(0.6/300Ω)。

电压放大级 (VAS)： 由 Q11 (2N5551C) 与主放大管 Q12 (2SC3503C) 组成典型的达林顿VAS 结构。电流设置在10mA

偏置电路 ： 由 Q13 (2SA1381C) 和 Q14 (MJE243C) 构成的双 Vbe倍增器偏置电路，用于热补偿与消除交越失真。

输出级 (OPS)： 采用三级发射极跟随器（Locanthi Triple 结构），包含预驱动级 Q15/ Q16 (2SC3503/2SA1381)、驱动级 Q17/ Q18 (MJE15032/33)，以及 两对 MJL3281C / MJL1302C 大功率互补输出管（Q19 ~ Q22）

C9=27pF电容横跨在 Q12（VAS 放大管）的基极与集电极之间，构成经典的 米勒积分单极点补偿。



此时功放的单位增益带宽 GBW（0dB交叉点）约为 725 kHz，闭环相位裕度（Phase Margin）表现出非常安全的 79.36°（增益裕量 15.47dB）。这是一个极其稳定、鲁棒性强的基准状态。20KHz对应的增益31.27dB
闭环增益为28.34dB,此时20KHz的环路增益只有2.9dB,所以20KHz的THD不会太好

8Ω 125W THD-1K  0.000325%

8Ω 125W THD-10 0.003421%

8Ω 125W THD-20  0.007374%

hwckent

这是BC-1原电路容性负载瞬态试验,8欧负载并联 1nF 0.01uF 0.1uF 1uF模仿音箱恶劣负载




仿真测试和Bob Cordell有出入的,可能和模型有关!  Bob Cordell做仿真线性更高,实做与仿真也出入不大