無大環負反饋功放電路的實驗

发烧求败

开环的电流级要实现较低失真 较好的阻尼 常规电路要放弃 正所谓不破不立

hsiehwm

实验的功放,用多孔板和单心线,照着附图电路,布了两片板子装箱,
主动零件,只有小三极管剔除HFE偏低的,输出级D1,D1挑压降接近的,
不做配对,两片板子声音虽不能说完全一样,差异还可接受.

输出级达灵顿对,如附图的叠在一起固定在散热片上,是为了缩短接线,
第一版布线,例如Q1,Q2分别连到主电路板再连接,声音不如原实验板,
可能是连接线电感量的影响.

输出级静止电流调在50~60mA,电流源电路的RX1,RX2,决定输出的静止电压和静止电流,
二者会互相影响,调整时需细心,最终,电流源电路三极管QX1,QX2如附图固定在散热片上,
因为一点点温度差异都会使输出的静止电压跟着飘移.

这个电路,可以看成类似 Hiraga 的两级放大电流型负返馈,只是 Hiraga 必须工作在甲类,
D1,D2构成的偏压电路,使输出级即使工作在乙类,也不会进入逆偏压截止区.

这个电路的优点,我认为是它的输出阻抗的频率特性,在声频中段,呈现稳定的电阻抗,
一般认为温暖耐听的功放电路,例如 Hiraga, Hood 1969, Dartzeel, Musical Fidelity A1,
和大部分 Pass 的实验性功放,输出阻抗的频率特性,在声频中段,都是呈现稳定的电阻抗,

相对的,传统多级放大,深度负返馈的功放电路,必然形成主极点补偿来惟持电路稳定,
以 Blameless 为例,它的输出阻抗会在数十赫兹呈现 LC串联谐振的阻抗低点,
同时阻抗相位急速翻转,我的理解是,把功放的输出阻抗想成喇叭线的一部分,
如果传统总谐波失真,或互调失真分析无法判定两条喇叭线造成声音差异的原因,
必然也无法判定最终影响功放声音的原因.

思域老野

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cgpad

hsiehwm 发表于 2022-4-1 12:09
实验的功放,用多孔板和单心线,照着附图电路,布了两片板子装箱,
主动零件,只有小三极管剔除HFE偏低的,输出 ...

2SB647 / 2SD667 /2SD717 / 2SB668 模型那里找？

http://www.minek.com/lib/minek.lib

hdbhv580742

粗略看了一下，感觉开环增益太大，失真会比较大。
最好加个低负载电阻拉低开环增益。
我也在设计一个低开环增益，浅大环路反馈的功放。

hsiehwm

.MODEL 2SD667 NPN ( AF=1 BR=11.9 CJE=4.91E-10 CJS=0 EG=1.11 FC=0.5 IKF=0.376 IKR=1 IRB=0.227 IS=2.93p ISC=1E-13 ISE=6.87E-13 ITF=100 KF=0 MJC=0.449 MJE=0.33 NC=2 NE=1.36 NF=1.08 NR=1.03 RB=6.91 RBM=2.35 RE=0.01 TR=0 VAF=41.6 VAR=50 VJC=0.518 VJE=0.75 VTF=1E+06 XTB=0.001 XTI=1 BF=3.640000E+02 CJC=4.110000E-11 RC=2.450000E-01 TF=8.520000E-10 XTF=5.270000E+03)

.model 2SB647 PNP (Is=50.43p Xti=3 Eg=1.11 Vaf=100 Bf=207.5 Ise=50.43p Ne=1.804 Ikf=2.527 Nk=.9904 Xtb=1.5 Var=100 Br=1.006 Isc=10.65n Nc=1.71 Ikr=.1739 Rc=.7486 Cjc=62.31p Mjc=.5547 Vjc=1.389 Fc=.5 Cje=5p Mje=.3333 Vje=.75 Tr=10n Tf=1.356n Itf=1.72 Xtf=0 Vtf=10)

.model 2SB688 PNP(Bf=70 Br=1 Is=73f Eg=1.11 Cjc=4.8p Cje=10p Vaf=100 Tf=1.923n Tr=10n Mjc=.330 Vjc=.75 Mje=.33 Vje=.75 Cjs=2p )

.MODEL 2SD717 NPN IS=372.08f BF=233.75 VAF=100 IKF=6.5821 ISE=3.7798p NE=1.4138 BR=16.414 VAR=100 IKR=2.1719 ISC=427.04f NC=1.1742 NK=.56032 RB=.25 RC=33.315m CJE=1.0967n MJE=.33333 CJC=850.19p MJC=.33333 TF=2.7237n XTF=10 VTF=10 ITF=1 TR=436.3n

无语密码

失真大一点没关系，好听就行

cgpad

LTspice Models.rar (16.93 KB, 下载次数: 8)

2022-4-3 21:56 上传

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hsiehwm

装箱的实验功放又拆开来修改电路,
返馈路径两个220uF电容改成4700uF,
电容并联高阻值碳素电阻,减少大电容对声音的影响,
大电容该怎么装进机箱里,是另外一个问题.

修改的原因,最近试了一个带有1:1输出变压器的2SK176单端功放,
这个功放的高音没什么好称赞的,但是延展又有弹性的低音,
稍稍突出的中音,尤其看影片的时候,远比我的实验功放舒服,
这才明白我原来听的低音,集中而沉重,自以为好听,其实并不适当,
在这电路上惟一能修改的只有加大负返馈电容,不是为了增加低音的量,
而是使低音松开,至于稍稍突出的中音,我以为那是输出变压器才有的声音,
很难用电路的方式得到.

minor

做过类似电路，它是有DC反馈的，无信号反馈时虽失真偏大，但相当好听。管它呢，好听就好。

hsiehwm

minor 发表于 2022-5-31 01:13
做过类似电路，它是有DC反馈的，无信号反馈时虽失真偏大，但相当好听。管它呢，好听就好。

谢谢,欢迎交流.

单端电路的关键元件是输出变压器,
多年前有两套(四组)U型卷铁芯,原是要做大电力开关电源电感,
评估高频铁损过大而作罢,想拿来做成单端电路的输出变压器,
1:1双线并绕,8欧姆16瓦,低频截止频率(-3dB)5Hz,

单组铁芯截面积40mm * 19mm,两组铁芯.有效截面积以9成估算:

Ac = 40 * 19 * 2 * 0.9 = 1368 (mm^2) (0.001368 m^2)

8欧姆,低频截止频率(-3dB)5Hz,一次侧电感量:

L = 8 / ( 2 * 3.1416 * 5 ) = 0.25 (H)

8欧姆16瓦,一次侧直流电流:

Idc = 2 A

输出电流:

Iout = 1.414 A

一次侧总有效电流 (忽略损失):

Irms = sqrt( Idc^2 + Iout^2 ) = 2.45 A

一次侧直流电流 Idc = 2A 时铁芯直流磁通密度:

Bdc= 0.5 T (5000 gauss)

根据电感的计算式:

N * Bdc * Ac = L * Idc

得到一次侧圈数;

N= 731

当时以为,用 1.0 mm 的线径双线并绕应该绕得下,请厂商试做,
拿到手才发现绕组直流电阻太大,约2.8欧姆,
所以结论是,以这样的铁芯截面积没办法做成16瓦/5Hz单端输出变压器,

粗略估算,直流电流降到1.5A,低频截止频率提高到10Hz,
减少圈数,加大线径,绕组直流电阻可降到0.4欧姆.

无论如何,虽然变压器不理想,还是配上简单的电路测试,电源则是19v/3A的笔电电源,
因为想知道低频截止5Hz是什么声音.

不出预料,高频滑落太早,回馈路径根据听感做了一些提升.

docmd

哈，我的想法与你们刚好相反，我就要尽量弄成巨大开环增益，深度负反馈。

hsiehwm

docmd 发表于 2022-6-2 11:51
哈，我的想法与你们刚好相反，我就要尽量弄成巨大开环增益，深度负反馈。

欢迎交流

网路找了一个12吋低音喇叭的参数:
12 inch woofer B&C 12BG76-8

Fs 46.8
Re 5.38
Sd 504 (cm^2) (0.054 m^2)
Qms 6.03
Qes 0.48
Qts 0.44
Vas 28.2 ltr (0.0282 m^3)
Xmax 6.8 mm
SPL (2.83W) 89.7 dB

根据参数定义,得到电路模型

w0 = 2 * pi * Fs
w0^2 = 1 / ( Les * Ces )

Qes = Re / ( w0 * Les ),
Les = Re / ( w0 * Qes ) = 0.03812 (H)
Ces = 1 / ( w0^2 * Les ) = 0.0003034 (F)
Qms = Res / ( w0 * Les ) = Qes * Res / Re,
Res = Re * Qms / Qe = 67.59

vs 是振膜速度乘上磁路系数 B*L, B 是磁隙磁通密度,L 是磁隙内线圈总长,

振膜速度在谐振频率 Fs 最大,随频率上升而减少,
振膜速度乘上振膜放射阻抗得到音压,大约在 Fs 到 1kHz之间,得到一段平坦的可用范围,

用这个 vs 当基准,看不同功放电路,在中低音区,对振膜速度的影响,

我的实验功放,返馈电容从 220uF 增加到 4700uF,在 Fs,相位偏差从 6.7度降到 2.14度,
对应的听感变化,低音从短促沉重,变成延展有弹性

带输出变压器的 2SK176 单端,整个中低频,相位都大于零,这样的微小相位提升,我猜是这功放特殊音色的原因

blameless 功放在 Fs 到 100Hz 之间, dB值些微扭曲,相位应该有对应的变化,只是图上不容易观察

菠萝

我也准备做一个无环路反馈的功放，现在还是纸上谈兵阶段。

hsiehwm

hsiehwm 发表于 2022-6-7 13:25
欢迎交流

网路找了一个12吋低音喇叭的参数:

前文喇叭负载的交流分析是错误的,因为电路连接的错误

blameless 在低频区的振膜速度变化,是输入对输出频率响应变化的结果,
应该不是输出阻抗的影响

实验功放因为输出阻抗高,在喇叭谐振频率,振膜速度相对些微上升,才是合理
加大返馈电容量,造成的振膜速度变化,交流分析仍可解释实际声音改变的原因
但是对不同架构功放的声音差异,交流分析似乎仍找不到合理的解释

hsiehwm

用暂态分析 (Transient Simulate) 产生声音档 (wav file) 来比较功放差异

根据 FE103E 参数 (T/S parameter) 得到的电路模型当作负载,
Res 端电压代表振膜的速度, (实际应该是 V(Rse)/BL),把 Res 端电压储存成声音档,
用来和功放比较的,是不经过功放电路的电压源产生的声音档,
但是电压源前端有和功放电路一样的输入网路

合成的声音源有三个:

vs1000 是用1000Hz弦波调变的 50ms 突发波 (burst tone)
声音像是木鱼或木块的短促敲击声

vs100 是用100Hz弦波调变加上波峰切割的 500ms 突发波
声音像是敲击鼓的声音

vs2120 先用265Hz弦波调变2120Hz弦波,再调变成 500ms 突发波
声音像是敲击金属的声音,和比较长的尾音

功放输出最大峰值 4V,声音档 (wav file) 最大峰值 650mV (满刻度是 1V)

pwl50ms.TXT

0m        0
5m        1.1
10m        1
45m        0.7
50m        0

pwl500ms_2.TXT

0m        0
5m        5
50m        1
400m        0.3
410m        0
500m        0

pwl500ms_3.TXT

0m        0
1.5m        1.1
10m        0.3
450m        0.1
500m        0

hsiehwm

用 TI 提供的 LM1875 元件模型和参考电路做 vs1000 暂态分析
声音档 1 是电压源参考声音, 2 是功放输出声音,比较声音是用笔电和耳塞式耳机

我听到的差异是,
在声音的前段,参考声音的敲击感是集中的,而LM1875则是散开的,接近摩擦声
声音的后段,短暂的鸣响,LM1875比参考声音低沉

从波形差异来看,声音前段有中点偏移的暂态现象,
暂态的周期(频率)接近功放输出阻抗相位快速变化的频率

我认为,这个中点偏移的暂态,是影响听感的主因

hsiehwm

另外两个暂态分析

vs100 的鼓声,参考声音共鸣明亮,LM1875共鸣沉闷
看波形,可能信号频率接近暂态频率,误差比中频大很多,声音初期,暂态现象明显

vs2120 的金属敲击声,同样的,前段的敲击,参考声音集中,而LM1875散开像摩擦声
参考声音的敲击和鸣响自然连接,LM1875的敲击和鸣响则是分离的,像两个不同的东西发出来的声音

hsiehwm

我的实验功放暂态分析的结果

电源的串联阻抗,我觉得是必须加入的,只是该加多少,我也没合理的答案

hsiehwm

blameless amp 的暂态信号分析,用我零件库有的元件模型

从波形图看比LM1875好一些,但100Hz信号的分析,误差仍大,暂态现象明显,
问题和LM1875一样是深度大环负反馈导致输出阻抗在低频急剧变化

声音比较,仍旧是拖延模糊(和我的实验功放比)

所以毫无目的追求超低谐波失真,超高回转率,我觉得不是解决声音问题的方向