無大環負反饋功放電路的實驗

hsiehwm

這個電路是從書上抄來的,據作者說有實作.
根據仿真,輸出失真特性是非常好的,

但是,如果看它的輸出阻抗特性,相位非常混亂,
沒有接近零度的區域,在2kHz附近相位突然轉變,
也就是說,它的開環主極點補償大約在2kHz(22p電容造成的)

(一般運算放大器,包括5534,主極點約在100Hz以下)

這就讓我懷疑,輸出阻抗的頻譜特性是否和實際聽感有關.
像是Dartzeel或是岑氏電路(輸出級開環的射極隨耦)
或是pass zen v5或musical fidelity a1(集級C或洩極D輸出,加負回授)
他們都有平滑的輸出阻抗頻譜特性,中頻段接近零度(純電阻)

hsiehwm

磁铁 发表于 2015-2-25 04:42
无大环得不偿失，晶体管自带的非线性失真不可能克服，不是解决晶体管声的正确思路。

歡迎就實際電路和仿真內容提出討論.

hsiehwm

hsiehwm 发表于 2015-2-25 13:30
修正了仿真的零件模型,儘量接近實際使用的零件.
(2N5551使用2N5550模型,2SD718使用2SD717模型)

抱歉,更正前面的錯誤,

"這種結構 (包括zen v5)的電路,高頻端有類似輸出變壓器的感抗."

高頻端有類似輸出變壓器感抗的,應該是musical_fidelity_a1

而且是因為電路裡的兩個電容(680p)產生的.

xianrenb

hsiehwm 发表于 2015-2-25 14:20
這個電路是從書上抄來的,據作者說有實作.
根據仿真,輸出失真特性是非常好的,

既然知道加一个 AC 1 电流在仿真电路中，就可以用算式直接算出输出阻抗，为何不用呢？
图表亦能直接算出结果数值， 不用换算。

另外，我看输出阻抗是什么角度也不重要，是负电阻也没问题。
目的应该是想得出小的输出阻抗数值，使输出电流有变化时，输出电压的变化要小。

xianrenb

另外我自己在 12 楼说反馈不影响原来的输入／输出阻抗的说法是错的。

查过网上的资料，串联负反馈的话，是会比原有的输入／输出阻抗大了一个比率。
该比率应为 1 + 电压环路增益。

但并联负反馈则是降低了一个比率。
该比率应为 1 + 电流环路增益

http://en.wikipedia.org/wiki/Negative_feedback_amplifier

dyh8283221

为什么那么讨厌把大管纳入反馈？

hsiehwm

dyh8283221 发表于 2015-2-27 10:57
为什么那么讨厌把大管纳入反馈？

我覺的最適合回答這問題的是nelson pass
學生時代曾仿製過他的A40
但是近年來,他已不用這種"傳統"結構的電路了.

hsiehwm

xianrenb 发表于 2015-2-26 12:40
另外我自己在 12 楼说反馈不影响原来的输入／输出阻抗的说法是错的。

查过网上的资料，串联负反馈的话， ...

謝謝.

這些都是教科書上的東西,
學過基本電路理論的都應該懂的,
只是對一般人,很難用淺顯的文字去解釋.
我試著不用書上的方式說明回授的效果,但顯然是失敗的

xianrenb

xianrenb 发表于 2015-2-26 12:40
另外我自己在 12 楼说反馈不影响原来的输入／输出阻抗的说法是错的。

查过网上的资料，串联负反馈的话， ...

上述连结说得不太清楚。
初步算过了，应该是输入阻抗与输出阻抗的情况相反才对。
即是一个增大了，另一个是变小了才对。

hsiehwm

用仿真,比較兩種放大器的工作狀態,
一個是(前面提過的)典型大環回饋放大器(A),
另一個是我實作的,輸出級局部回饋放大器(B),
施加的信號是峰值0.1V,上升時間1us的方波,
這樣的斜率,大約等於峰值1V,16kHz弦波,零交越處的斜率,
兩個放大器輸入都加了3.3k和330p的低通濾波.

A放大器,差動級和電壓放大級電流前緣的暫態正是回饋機制造成.
推動級過激暫態,二者都有,
但是A放大器的推動級和輸出級需較長時間到達穩態(方波頂有微小斜率).

(頻域和時域分析不可偏廢)

hsiehwm

前面有朋友說,放棄大環回饋,會得不償失,
是的,失的不是失真或線性度,
首先,輸出中點控制,一直在數十mV緩慢飄動(熱飄移),
第二,對電源漣波排斥差,目前用10000uF+1歐姆+10000uF,
勉強可聽.(和pass zen v5的電源比起來,還算簡單)
但是引發另一個問題,
附圖是加振幅1V,100Hz的三角波,四個週期之後的暫態,
大環回饋的ocl電路,輸出端幾乎沒有暫態,
我的電路,在三角波消失後,輸出端大約有0.6V電壓,50msec後消失,
(這只是仿真,實測,可能會和正負半邊零件的偏差有關)
這應該是"低音拖尾"的原因之一.

這個暫態,在頗為有名的1969也會看到(電容已加大,輸入1uF,輸出10000uF)
大約0.7V暫態,這可能是OTL電路的宿命.

thinkhlin

其实用的是传统线路试验可以用新点的电路模式去试验或许有更好的结果。

hsiehwm

thinkhlin 发表于 2015-3-17 09:23
其实用的是传统线路试验可以用新点的电路模式去试验或许有更好的结果。

請教,有哪些新電路模式可參考?
謝謝.

thinkhlin

hsiehwm 发表于 2015-3-17 10:12
請教,有哪些新電路模式可參考?
謝謝.

比如像马兰士类似的电路属于新一点的了，毕竟差分电路的延时会大点。

hsiehwm

這是實驗電路目前的樣子,

舊電路是全對稱的雙差動,
但是和音樂傳真不同的,正負半週是獨立回饋,
因為正負半週特性的差異,造成高頻音質劣化.
只好改成單差動,單端的推動方式,

面臨的問題是,如何在負半週把推動電流轉到輸出級負端,

在輸出級正端接近截止時,R4上的電壓接近零,電路裡的Q17導通,
推動電流轉向到輸出級負端,
其實在靜止時,Q17仍有微小電流流通,不會完全截止,

輸出級的靜止電電流由R22決定,
輸出級負端是大約1000倍的電流放大電路,
所以靜止電流大約300mA,實測約270mA,
Q1和Q3做熱耦合,Q2,Q4獨自散熱,
很容易做到熱穩定.

其實這個想法並不新奇,
1999年就有人發表過,名為 A NEW CLASS-AB DESIGN的文章,

對這個電路我的看法是,他的輸出級是傳統的安排,
使得對輸出級正端的偵測電路顯的複雜,
又可能因為使用大環負反饋,
加了兩個電容量不小的電容(1n)來讓電路穩定,
似乎得不償失,沒得到太多的注意.

但是我的實驗電路也不完美,
因為不使用大環(或稱為跨級)負反饋來修正失真,
所以諧波失真不低,單從仿真結果,1kHz 1W輸出,THD約0.19%,

又因為整體迴路增益不高,
輸出中點的熱飄移大,(約200mV)
最近才加上TL071的直流伺服電路.(不得已的辦法)
對電源漣波的排斥能力差,目前只用CRC濾波,
輸出仍有漣波,考慮改用CLC濾波或是穩壓電源電路.

曾有人問,看不出我的電路"無大環負反饋"
我的意思是,大環負反饋只對直流到極低頻工作,
對大部分音頻信號只有輸出級負反饋.

至於為什麼不使用大環負反饋,我覺得才是這電路有趣的地方.

小喇叭

不错

hsiehwm

小喇叭 发表于 2016-4-20 09:59
不错

謝謝.


從輸出端加AC信號(V2),做交流分析,
就可以看到輸出阻抗的頻率特性.

<output impedance_1>
紫色是功放電路的輸出端,
黃色是用一組被動元件模擬功放的輸出阻抗曲線的低頻端.
<equivalent impedance>

功放的輸出阻抗,在中頻約2.1歐姆,原因前面已經解釋過,

特別的,在7Hz附近輸出阻抗有一個峰值,
就是說在低頻端,功放的輸出端像是個諧振電路,

高於電路的諧振頻率 (20Hz-100Hz),輸出阻抗是電容性,(相位落後)

據我了解,電路系統的電容抗,相當於喇叭振動系統裡的振動質量,
所以透過電路,有可能降低喇叭系統的最低諧振頻率(同時改變Q值)

低於電路的諧振頻率,輸出阻抗是電感性,(相位超前)
輸出阻抗隨頻率降低而滑落,

在我的密閉式低音三分頻喇叭,這樣的設定,低頻些微向下延伸.

如果把C4從10uF改為2.2uF,
<output impedance_1>
輸出阻抗低頻端的峰值消失,單純是電感性.

輸出阻抗低頻端的特性由C3,C4決定,
會使用仿真工具的,不難找到調整的關鍵.

swsw4321

学习了，确实不错。电路稍复杂了，本菜在内感觉90%的人看不懂

老兔有点懒

支持楼主的实验。相信成功后的听感别有一番滋味。