[DIY制作] 無大環負反饋功放電路的實驗

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 楼主| 发表于 2017-8-23 15:23 | 显示全部楼层

<射極隨耦輸出有什麼不好>

甲類工作的射極隨耦輸出電路(開路工作 不加外環路負反饋)
和 fe103e 喇叭電路模型的暫態分析
(fe103e_Emitter Follower.jpg)

射極電流 1.5A 理想的直流電壓源和理想的基極推動電壓源
所以只看射極電流對喇叭電流的影響

(Emitter Follower I Re.jpg)
I(Re1) 理想電壓源推動的喇叭電流
I(Re2) 射極隨耦輸出電路推動的喇叭電流
V(nc_02)=I(Re1)-I(Re2)

在暫態電流上升初期 喇叭電流快速上升
射極隨耦輸出電流無法完全跟上
電流誤差 V(nc_02) 直線增加
等喇叭電流上升減緩 射極隨耦輸出電流反而些微超前

(Emitter Follower Ie.jpg)
V(nc_02)=I(Re1)-I(Re2)
I(R11) I(R12) 射極隨耦輸出的各別射極電流

在暫態電流上升初期之後 射極電流有一個反向改變的小暫態

(Emitter Follower Ib(Q1).jpg)
(Emitter Follower Ib(Q2).jpg)
V(nc_02)=I(Re1)-I(Re2)
Ib(Q1) Q1 的基極電流
Ib(Q2) Q2 的基極電流

明顯的 射極電流的暫態將反映在基極電流上 進而影響前端推動級





补充内容 (2017-8-23 18:58):
思慮不周 本貼文推論完全錯誤 抱歉
fe103e_Emitter Follower.jpg
Emitter Follower I Re.jpg
Emitter Follower Ie.jpg
Emitter Follower Ib(Q1).jpg
Emitter Follower Ib(Q2).jpg

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发表于 2017-12-2 18:47 来自手机端 | 显示全部楼层
就这样的结局?

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发表于 2017-12-2 20:23 | 显示全部楼层
我尝试 仿真了一个5管前级电路,无反馈模式, 测试了一下,失真度偏大。搁置一边了

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 楼主| 发表于 2017-12-4 15:40 | 显示全部楼层


謝謝關注,最近心思放在號角製作上,
http://bbs.hifidiy.net/thread-825216-8-10.html
電路實驗停了下來,

目前在使用的兩套電路,如附圖,

全電晶體的,多加一了組電路 1.8k電阻串10u電容,
抵消直流電源漣波,所以原來電源上的 1歐姆電阻拿掉了.

MOSFET 單端電路,紅色電壓是實測值.
兩個MOSFET疊在一起鎖在散熱片上,熱耦合,
高壓需要 LC 濾波.

my amp 2017_12_04.jpg
my amp single end 2017_12_04.jpg

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 楼主| 发表于 2018-9-9 11:03 | 显示全部楼层

回顧自己的電路實驗.

功放實驗第一版電路是仿照音樂傳真的全對稱互補電路 (全對稱互補功放.jpg)
自己覺得聲音不夠好而放棄,當時以為是因正負相電路完全分離造成的,

電路分析的總諧波失真有點高 (全對稱互補功放_總諧波失真.jpg)
輸入頻率10kHz,輸出電壓峰值約12V時總諧波失真約1.5%.

如果忽略掉輸入到輸出的微小時間差(約1usec),
暫態分析的輸出電壓減去乘上功放的放大倍率的輸入電壓,
餘下的大約是造成失真的殘留電壓 (全對稱互補功放_殘留失真.jpg)

輸出級正半周電流 I(R33),和負半周電流 I(R34),在截止和導通瞬間
電流急遽變化,在輸出電壓上產生尖銳的殘留失真.

功放電路輸入級改成單差動後, (單端功放.jpg)
推動電流只給輸出級的正半部,當上半部電流將要截止時,
推動電流才由開關晶體(Q17)轉送到輸出級的負半部,
因為只有一組推動電流,所以也只有一個回饋點.

輸出電壓峰值約14V時總諧波失真約0.1% (單端功放_總諧波失真.jpg).
但是關鍵在殘留失真電壓波形 (單端功放_殘留失真.gif)
輸出級正半周電流 I(R15),和負半周電流 I(R16)一直在導通狀態,
殘留失真電壓以和緩的三次諧波為主,應該這是聲音改善的主因.

單從仿真上看,dartzeel電路 (dartzeel功放.jpg)
輸出級正半周電流 I(R29),和負半周電流 I(R30)雖然會完全截止,但是沒有尖銳的變動
(dartzeel功放_殘留失真_1.gif) (dartzeel功放_殘留失真_2.gif)

這時輸出級靜止電流約84mA,輸出電壓峰值約40V.

全對稱互補功放.jpg
全對稱互補功放_殘留失真.jpg
全對稱互補功放_總諧波失真.jpg
單端功放.jpg
單端功放_殘留失真.gif
單端功放_總諧波失真.jpg
dartzeel功放.jpg
dartzeel功放_殘留失真_1.gif
dartzeel功放_殘留失真_2.gif

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 楼主| 发表于 2018-9-11 13:26 | 显示全部楼层

一個一般的差動電路,晶体工作電流 1.37mA
(差動電路.jpg)

做小信號交流分析(AC-Analysis),輸入 1V 交流電壓,量測偵測點vs
觀察差動電路輸入阻抗
(差動級輸入阻抗.gif)

在頻率中段,vs=936.085mV,和信號源電阻(R15 kohm)分壓換算
差動級輸入阻抗=14.6457 kohm, 遠低於輸入偏壓電阻值 (R11 47kohm)

我以為,
一般使用差動電路當輸入級的功放電路,輸入阻抗要靠負反饋電壓提升,
所以輸入信號看到的不只是一個單純的電阻,而且輸出電壓並不完全等於輸入電壓,
如果輸出端(喇叭線)引入任何干擾,也會反映在功放輸入端.

我的實驗電路,輸出電壓(交流)不反饋到輸入級,要提高輸入阻抗,
所以使用達靈頓晶体電路組成差動電路.

一個對稱的達靈頓差動電路,工作電流 13.06mA
(達靈頓差動電路.jpg)

做小信號交流分析(AC-Analysis),
(達靈頓差動級輸入阻抗.gif)

在頻率中段,vs=978.149mV,輸入阻抗=44.7644 kohm
已經近似於輸入偏壓電阻值 (R20 47kohm)

在高頻段多出幾個(阻抗)諧振,所以在輸入多加一個電容(C1 1000p)穩定輸入阻抗,
同時濾除輸入端的高頻干擾.
(達靈頓差動電路-2.jpg)
(達靈頓差動級輸入阻抗-2.gif)

差動電路.jpg
差動級輸入阻抗.gif
達靈頓差動電路.jpg
達靈頓差動級輸入阻抗.gif
達靈頓差動電路-2.jpg
達靈頓差動級輸入阻抗-2.gif

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发表于 2018-9-11 23:18 | 显示全部楼层
如此看来 达萧的失真有点大了

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 楼主| 发表于 2018-9-11 23:56 | 显示全部楼层
发烧求败 发表于 2018-9-11 23:18
如此看来 达萧的失真有点大了


也許我的量測方法有錯,看它給的總諧波失真,數字還是很低的
況且這只用零件庫裡的模型,不是真正機器裡的零件
dartzeel總諧波失真.gif

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 楼主| 发表于 2018-9-13 18:51 | 显示全部楼层

把darzeel功放的輸入電路單獨拆出來,輸入端串聯電阻R31=3.3kohm
(dartzeel輸入電路.jpg)

輸入AC 1V做交流小信號分析(AC Analisis),
(dartzeel輸入阻抗.gif)

測得頻率中段 vs=966.548mV. 和輸入端串聯電阻R31換算得輸入阻抗
rin=95.3488kohm 幾乎等於輸入偏壓電阻 100kohn,
只是在高頻端有個諧振峰.

同樣的在vs上併聯電容 C4=330p,
(dartzeel輸入電路_2.jpg)
(dartzeel輸入阻抗_2.gif)

穩定了輸入阻抗,同時濾除輸入端來的高頻干擾.

我以為,
放大電路有個隱含的重要功能:隔離,
不論輸出端負載怎麼變動,我們希望在輸入端看到的是一個穩定的純電阻.
單就這一點來說,darzeeel這類"電流回饋型"電路,比差動輸入的"電壓回饋型"電路好許多.

dartzeel輸入電路.jpg
dartzeel輸入阻抗.gif
dartzeel輸入電路_2.jpg
dartzeel輸入阻抗_2.gif

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 楼主| 发表于 2018-9-24 22:59 | 显示全部楼层

兩種達靈頓結構組成的差動電路:
(同型達靈頓差動電路.jpg) (異型達靈頓差動電路.jpg)

兩個電路的工作電流是差不多的,
用小信號交流分析,看輸入阻抗和輸入電壓對差動電流的轉換增益,無差異明顯,

輸入1V 10kHz,作暫態分析,看差動電流 I(Re1)的諧波失真:
(同型達靈頓總諧波失真.gif) (異型達靈頓總諧波失真.gif)

差別就很大(0.043% / 0.006%)

我把異型達靈頓電路想成兩級電壓放大的100%負反饋,所以失真低,
但是相對的,在小信號交流分析中,看I(Re1)的頻率響應
(同型達靈頓頻率響應.gif) (異型達靈頓頻率響應.gif)

異型達靈頓電路在高頻端的相位移大,如果放在大環負反饋環中,是不利的.

我的功放電路,除了極低頻以外,輸入級差動電路不在大環負反饋環中,
自然選擇異型達靈頓電路,實際聽感,(根據印象)同型達靈頓電路聲音拖拉,不乾脆.

同型達靈頓差動電路.jpg
異型達靈頓差動電路.jpg
同型達靈頓總諧波失真.gif
異型達靈頓總諧波失真.gif
同型達靈頓頻率響應.gif
異型達靈頓頻率響應.gif

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发表于 2018-9-27 13:41 来自手机端 | 显示全部楼层
最近也在研究无大环路负反馈的功放 电流放大级不接入负反馈中 电压放大级也工作在开环状态 电流放大级是整个功放的重点 传统的做法肯定不行 推力 控制力 失真都无法保证

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 楼主| 发表于 2018-9-29 00:35 | 显示全部楼层
发烧求败 发表于 2018-9-27 13:41
最近也在研究无大环路负反馈的功放 电流放大级不接入负反馈中 电压放大级也工作在开环状态 电流放大级是整 ...

我以為,中等輸出功率以下的功放,必須要考慮實際使用時,
會遇到輸出過載(輸出電壓削波-output voltage clipping)

以Hiraga 20W的電路為例,做仿真暫態分析,
(hir20a.gif) (hir20a仿真電路.jpg)

仿真電路只用我零件庫裡有的零件,不是原電路的零件.
輸出過載時的暫態分
(hir20a過載電流.gif)

只看輸出電壓 V(amp_out) 覺的還好,削波時沒有過發生過激(overshoot)
但是輸出級電流 I(R1) I(R2) 有兩個問題,

1.輸出電壓削波時,輸出級電流些微過激,
2.輸出級電流從截止回復到導通時,產生嚴重的擾動

輸出級電流擾動,不只造成輸出電壓失真,也會對直流電源造成干擾.
(如果直流電源路徑上的電感抗太高)

相對的,Dartzeel輸出過載時,輸出級電流I(R29) I(R30)要好許多
(Dartzeel.gif)

hir20a.gif
hir20a仿真電路.jpg
hir20a過載電流.gif
Dartzeel.gif

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发表于 2018-9-30 12:54 来自手机端 | 显示全部楼层
我最近也在钻研无大环路负反馈功放
这是我最新设计的 电压放大级采用电流传输原理 电子管做VI转换 电流放大级采用工业场效应管 放弃了传统电路 让电流放大级失真低 又保证足够的推力与控制力
IMG_20180929_020223.jpg

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 楼主| 发表于 2018-10-3 18:11 | 显示全部楼层

我的無大環負反饋功放的全對稱版本,沒有實作驗證,只有仿真分析.
(全對稱無大環負反饋功放.jpg)

簡單的想法是,控制輸出級電流不會截止的開關電路,
從一組變成兩組,就是電路圖裡紅框內的部分.
分別調整兩組開關電路的轉換點,可以讓輸出級電流幾乎對稱,
而且不會進入完全截止狀態.
(輸出電壓與輸前出級電流.gif)
I(R2) I(R4) 輸出級正/負電流

這時候輸出級靜止電流約250mA.(發熱量很低)

在靜止狀態時,轉換開關Q7/Q8同樣是在導通狀態,
在工作狀態,在輸出電壓的零交界(zero-crossing)部分,
轉換開關Q7/Q8仍然同時導通.
(輸出電壓與轉換開關電流.gif)

因為轉換開關Q7/Q8互相導通,功放電路前半部分的不對稱,會因為相加而抵消.
輸出4V(1W/8ohm)時,總諧波失真約0.078%,只是三次諧波量有點高,0.0616%
(總諧波失真.gif)

這個電路的想法也不是原創.2008發表在 EDN NETWORK的一篇文章

Selecting video op amps
Barry Harvey - June 26, 2008

介紹如何選用視頻運放(video op amp),附帶解說常見的視頻運放電路架構,
有一種常見的電路架構,輸出擺幅可以達到接近供電電源,
(Figure E The rail-to-rail output stage.gif)

電路圖裡VB1/VB2,Q3/Q4控制輸出級Q1/Q2,在比較低的靜止電流時,
仍然有足夠低的交越失真,但是相對的,對視頻信號,這種電路頻寬比較窄,
對聲頻信號則綽綽有餘.(只是當時沒有仔細考慮這個電路)

因為沒有實作,對輸出級靜止電流和輸出靜止電壓的熱漂移有疑慮.


全對稱無大環負反饋功放.jpg
輸出電壓與輸出級電流.gif
輸出電壓與轉換開關電流.gif
總諧波失真.gif
Figure E The rail-to-rail output stage.gif

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 楼主| 发表于 2019-5-29 15:34 | 显示全部楼层

目前的功放实验电路,电路图里的是实际零件值.
<2_stage amp.jpg>

这不是一个"完美"的功放电路,至少在仿真的总谐波失真(THD)分析,不如原来的电路,
但是"声音"却明显好过原来的,于是完全放弃了原来的电路架构.

电路的基本想法是两级(电压)放大级加上跨级负反馈,

早在真空管时代,西电(Western Electric)已经普遍使用这种电路架构,
两级五极管放大,前面的小信号管,后面的电力管,加上输出管屏极到输入管阴极的负反馈.
<we131.jpg><we132.jpg>

我的实验电路,两个异极电晶体接成的达灵顿对当做一个放大级,四个放大级构成对称的推挽电路,
输出端的二极管(D1,D2),让电路可以稳定的工作在乙类放大,目前输出级的静态电流约50mA,

组装要注意的,Q1 Q2 Q3 Q4加绝缘片贴在同一块散热片上,Q9 Q11需要贴近散热片做热反馈.

D1 D2使用快速回复型二级管(3A 800V),比一般的整流型二级管(例如1N5407)声音好些,
同时,挑选顺向压降接近的.

R6 R7并联在 D1 D2上,消除二级管电流截止瞬间引起的扰动.

降低 R6 R7可以增加输出级的静态电流,例如当 R6 R7 是2.2ohm 2W,静态电流约300mA.
我的感受是,增加输出级的静态电流对声音没有益处.

微调 R14 R15,可以调整输出静态电压和静态电流.

补偿电路(R12 C4) (R13 C5)大约是电路可以稳定工作的极限,电容量不宜再降低.

2_stage amp.jpg
we131.jpg
we132.jpg

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放弃了大环路负反馈,就要充分的利用负局部反馈,失真就容易保证。另外阻尼系数是另一个重点,出了早期日本的一种奇怪的器件,现在的BJT与MOS都是一个受控的电流源器件,是高输出阻抗的器件,要在构架上保证起码的阻尼才行。

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用仿真工具预测实际功放电路声音的差异.

输入讯号是 1kHz弦波的振幅调变波,时间长度50ms,
<vs2_circuit.jpg><vs2_waveform.gif>

这个波形听起来类似敲击木鱼(wood block)的声音.

功放的负载是根据fostex fe103e 喇叭官方参数设的电路模型.
<fe103e.jpg>

红色框里的是喇叭的电路模型,侦测讯号不是功放的输出电压,而是喇叭振膜的运动速度,
Rm上的电流代表振膜的运动速度,把电流讯号转换成电压讯号,再以指令 .wave 输出成声音档案.

图中直接以理想电压源产生的声音档被当作参考<fe103e_pwl3m.wav>,

不同的功放电路得到的声音档,越接近这个参考声音的被视为越接近真实.
功放的最大输入振幅约 14V.
我的旧实验功放: <single_end_amp_pwl3m.wav>
我的新实验功放: <2stage nfb amp_4n7_499_pwi3m.wav>
无缺失功放: <blameless amp_pwl3m.wav>
无缺失功放电路: <blameless_amp.jpg>
达萧输出级: <dartzeel_amp_output_pwl3m.wav>
达萧输出级电路: <dartzeel_amp_output.jpg>
所有声音档压缩在 <power amp.zip>

听声音的两个重点,敲击的速度感,敲击后共鸣的准确度.
类似达萧输出级的开路式射极随耦,共鸣感最接近参考,但是敲击速度稍微延迟.
类似无缺失功放的大环负反馈电路,敲击和共鸣沉闷,声音缺乏美感.
我的旧实验功放,敲击和共鸣分离,声音不自然.
我的新实验功放,敲击有速度感,没有旧电路敲击和共鸣分离的现象,只是共鸣音色稍紧缩,不如达萧输出级自然.
(但是实际达萧功放还要加上前面的电压放大级,声音应该应会受影响)

vs2_circuit.jpg
vs2_waveform.gif
fe103e.jpg
blameless_amp.jpg
dartzeel_amp_output.jpg

power amp.zip

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新的实验功放做仿真交流分析,
同样量测输出端(amp_out),讯号从输入端送(V4),一般称作频率响应<FR.gif>
讯号从输出端送(V2),我把它称作输出阻抗<Zo.gif>

频率响应大致还可以,除了60kHz到70kHz 之间些微凸起.
输出阻抗的大小(magnitude)
在1kHz 是 0.2677 ohms
在10kHz 是 0.4416 ohms

我把它想成是电路内的补偿电路(C4 R12) (C5 R13)的限制,从1kHz到10kHz,
整体回路增益(以及负反馈量)下降,使输出阻抗上升到快两倍(负反馈量剩一半),
可以想见,总谐波失真必然也随着频率增加而逐渐上升.

<THD 1kHz 1V.jpg><THD 1kHz 10V.jpg>
<THD 10kHz 1V.jpg><THD 10kHz 10V.jpg>
100Hz的总谐波失真比1kHz略好一些.

从总谐波失真来看,这个电路实在不吸引人注意,
我认为这电路的特色之一在于输出阻抗中 83kHz的谐振峰,让我联想到真空管基的输出变压器,
而且,在这个电路里,这个谐振峰可以由补偿电路(C4 R12) (C5 R13)微调.

FR.gif
Zo.gif
THD 1kHz 1V.jpg
THD 1kHz 10V.jpg
THD 10kHz 1V.jpg
THD 10kHz 10V.jpg

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发表于 2019-6-1 22:48 | 显示全部楼层
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