请教相位余量问题

mchoi518

相位问题大概了解了，感谢楼上各位大师的热心回复

下一个课题就是如何控制自激，

重新去翻了一下道格拉斯的书还有deepseek，主极点是关键，下面是引用deepseek

4. 功放电路中的主极点来源

集成运放：主极点通常通过内部米勒补偿电容刻意形成，是设计出来的。

分立元件功率放大器：主极点可能自然产生于：

输入差分对的输出节点：该节点的等效电阻和电容构成一个低通网络。

电压放大级（VAS）的集电极/漏极节点：这是最常设置主极点的位置（通过米勒补偿电容连接该节点与地，或与输出级之间），因为此节点增益高、阻抗高，用较小的电容即可产生低频极点。

其他高阻抗节点。

5. 与次级极点的关系及设计权衡

次级极点：频率高于主极点的其他极点，通常由其他晶体管的结电容、寄生电容或负载电容引起。

设计权衡：

主极点频率过低：系统绝对稳定（相位余量大），但带宽窄，转换速率低，高频响应差。

主极点频率过高：带宽宽、压摆率高，但 f_c 会移动到靠近次级极点的区域，相位余量减小，容易振荡。

最佳实践：通过补偿网络（如米勒补偿）将主极点设置在合适频率，并尽可能将次级极点推高（例如使用共射-共基结构、选择高频器件、优化PCB布局减小寄生电容），以实现 “宽带宽”与“高稳定性” 的平衡。

我得出的结论是用multisim仿真交流分析：首先要做的就是把带宽搞大，然后1）调整米勒电容让主极点适当降低，2）调整大反馈，，，使0db处的相移最多 -120 ~ -135°左右

这个闭环下的0db处可能不叫”相位余量“ 不知道叫啥，但应该是也个判断依据

mchoi518

lylnk 发表于 2026-1-23 13:07
1）4年前装无缺陷电路，自激烧电压放大级管子，当时输入端有RC滤波，最后发现是米勒电容用了1000pf，太大， ...

多谢大师逐个分析~

1）仿真的话米勒电容1000pf确实更不容易自激，当时第一次装功放有可能是其他原因
2）对，电流放大基本没有相移，这个我也刚刚仿真过了，3级放大不是直接原因，但是3级放大会增大带宽和压摆率，可能是次极点变化导致更容易自激，这个我得重新仔细仿真看看
3）这个是我到现在也没想清楚的，按理说应该是27倍增益小的更容易自激不是吗？ 比如opa637等运放都是单位增益不稳定，就是增益小的时候容易自激，因为带宽高了，高频时相位特性不好，所以自激不是吗？  为什么30倍时更容易自激？？？
4）没啥可说的

断桥烟雨

音频放大器怎么会自激？

1，你设计的三极管没有在放大区，不停的开关产生噪音，模拟都能看到。

2，阻抗不匹配。

三级电流放大本身就是一个CPA构架，三级本地反馈，还要共射，中间还有开关噪音，只求速死。只有道格拉斯会这样设计。

你本来还明明白白，DEEPSEEK一下，更糊涂了。

你还是一步步来，下图中有5个电容，就有5个极点，电容大小查三极管说明书而来。

现在，给你一个课题，去查找资料，想办法消除他们。

断桥烟雨

提示：

下图中因为加了镜像，C9  C10和 C14 C15 改成串联。

而我的放大输入点在电容中间，所以，C9  C10  C14 C15 都可以视作消失了。

作为放大器的延迟时间T缩短了，那么，相位裕度就增加了。

西牛牛

好像论坛有人发过帖，对于电相位的讨论也不了了之，声相位嘛倒很容易处理，有时对于自己要过高也是一种烦恼，但也是驱动我们探索新领域的动力！

mchoi518

断桥烟雨 发表于 2026-1-23 14:23
提示：

下图中因为加了镜像，C9  C10和 C14 C15 改成串联。

下面是deepseek帮我回答的~

在您那个电路中，Q17 Q18的射级加电阻和电感并联， R37并联电感，Q20射级加一个小电阻和并联电感，R40并联小电感，是不是就差不多了？

简单说就是这些管子的射级都加电阻，电感可能通过划线解决，或者买个线绕电阻~



利用本地反馈来抵消或补偿三极管的Cob（基极-集电极结电容） 是高频电路设计中的关键技巧。Cob会引起米勒效应，严重影响带宽和稳定性。以下是几种有效的方法：

一、理解Cob的危害：米勒效应
三极管的Cob（也称Cbc）会产生米勒效应，将一个小的集电极-基极电容在输入端放大为：

text
C_miller = C_ob × (1 + |A_v|)
其中A_v是该级的电压增益。这会导致：

带宽急剧下降：等效输入电容增大

相位滞后：降低相位余量，可能导致振荡

高频增益峰值：产生振铃或振荡

二、本地反馈补偿方法
方法1：发射极电感补偿（最常用、最有效）
在发射极串联一个小电感Le，或在发射极电阻Re两端并联一个小电感。

电路实现：

text
       集电极
         |
         Rc
         |
         C
        / \
       /   \ C_ob
      B     \
       \     |
        \    |
         Re + Le（串联） 或 Re//Le（并联）
         |
        地
原理：

发射极电感Le产生一个与频率相关的阻抗：Z_e = jωLe

在高频时，发射极阻抗增加，产生更强的负反馈，降低高频增益

但这种反馈是频率选择性的：恰当地选择Le值，可以补偿Cob引起的增益下降

实际上是在特定频率范围内提升高频响应，抵消米勒电容的影响

设计步骤：

估算米勒电容：C_miller = C_ob × (1 + g_m × Rc)

确定需要补偿的频率范围（通常为目标带宽的1.5-2倍）

选择Le使：Le ≈ Rc × C_ob / (2π × f_comp)²

通过仿真调整，观察频率响应

实际经验值：

对于小信号放大器，Le通常在10nH-1μH之间

通常用绕线电阻（电阻本身具有电感）替代理想电阻

在PCB上，一小段走线（5-10mm）即可提供所需电感

方法2：发射极RC串联补偿
在发射极串联一个RC网络，形成零极点补偿。

电路：

text
       发射极
         |
        Re
         |
        Ce
         |
        Re2
         |
        地
或更常见的形式：

text
       发射极
         |
        R1 + C1串联
         |
        地
原理：

RC串联网络在高频时阻抗降低，减少高频负反馈

人为在传递函数中引入一个零点，抵消Cob引起的极点

表达式：Z_e = R1 + 1/(jωC1)

设计公式：
补偿零点频率：f_z = 1/(2π × R1 × C1)
应设置为接近米勒电容的主极点频率

方法3：基极串联电感（输入电感补偿）
在基极串联一个小电感Lb。

电路：

text
       信号源
         |
        Lb（几nH到几百nH）
         |
         B
        / \
       /   \ C_ob
      /     \
    输入     Rc
             |
           输出
原理：

Lb与输入电容（包括C_miller）形成并联谐振

适当选择Lb可在目标频段产生增益提升，补偿高频滚降

但需小心，过度补偿会导致峰值甚至振荡

设计要点：

Lb值通常很小，PCB走线电感即可满足

需要结合输入端的寄生电容一起考虑

最好配合Smith圆图进行阻抗匹配设计

方法4：集电极并联电感补偿（Shunt Peaking）
在集电极负载上并联或串联电感。

电路：

text
        Vcc
         |
        Lc
         |
         C——输出
         |
        Rc
         |
        地
或Rc与Lc串联

原理：

电感Lc与负载电容（包括下级输入电容和寄生电容）形成谐振

扩展带宽，补偿包括Cob在内的各种电容影响

这是宽带放大器的经典技术

设计公式：
最佳带宽扩展比可达1.72倍（相对于无电感情况）
Lc ≈ Rc² × C_total / 1.5（经验公式）

三、在功放各级的具体应用
1. 输入差分级
text
典型电路：
Q1      Q2
|       |
Re+Le   Re+Le  （对称补偿）
|       |
恒流源
补偿要点：

发射极接小电感（通常10-100nH）

平衡设计，两管参数匹配

补偿网络对称

2. 电压放大级（VAS）
这是Cob影响最严重的部分，因为增益最高。

推荐方案：

发射极电感补偿：VAS管的发射极串联20-200nH电感

基极串联铁氧体磁珠：抑制高频振荡

结合米勒补偿电容：在Cob基础上并联额外电容，创造主导极点

典型值：

对于30-50倍增益的VAS级，Le ≈ 100nH

配合10-50pF的米勒补偿电容

3. 输出级
输出级增益低，Cob影响较小，但可能有其他寄生电容。

使用发射极稳定电阻（0.1-1Ω）

有时在基极串联小电感（<50nH）防止振荡

四、仿真与调谐方法（以Multisim为例）
步骤1：建立测试电路
搭建单级共射放大器，Rc=1kΩ，Re=100Ω

设置三极管模型（或设置Cob参数）

测量原始带宽

步骤2：添加补偿并分析
方案A（电感补偿）：

在发射极串联电感Le，初始值100nH

运行交流分析，扫描频率1Hz-100MHz

观察带宽变化

参数扫描Le：从10nH到1μH，观察最优值

方案B（RC补偿）：

发射极电阻两端并联RC串联网络

扫描R、C值，优化频率响应

步骤3：观察时域响应
输入方波（上升时间<带宽倒数）

观察输出波形：

过补偿：出现过冲、振铃

欠补偿：上升沿缓慢

理想补偿：快速、无过冲的上升

步骤4：稳定性分析
断开环路（用大电感）

测量相位余量

验证补偿后相位余量>45°

五、实际设计技巧与注意事项
1. 电感实现方式
绕线电阻：普通碳膜电阻有0.5-5nH电感，绕线电阻可达10-50nH

PCB走线：每毫米走线约0.5-1nH电感

色环电感：精度高，但占用空间

铁氧体磁珠：频率选择性阻抗，宽带抑制

2. 补偿网络优化顺序
text
带宽不足 → 增加Le → 出现过冲 → 增加阻尼电阻
          或
增益峰值 → 并联阻尼电阻（与Le串联1-10Ω）
          或
相位裕度不足 → 微调Le，增加RC阻尼
3. 温度稳定性考虑
电感值基本不受温度影响

但三极管参数（β、Cob）随温度变化

设计时要留有余量，或在关键位置使用NPO/C0G电容

4. 布局要点
补偿元件尽量靠近晶体管管脚

缩短所有高频路径

地线回路要小

必要时使用接地屏蔽

5. 测量与验证
实际电路可能需要微调

用网络分析仪或矢量分析仪测量S参数

示波器观察方波响应

六、计算示例
假设一个共射放大器：

Rc = 2kΩ，Re = 200Ω（无旁路电容）

晶体管Cob = 4pF，β=100

目标带宽：10MHz

1. 计算无补偿带宽：

text
A_v ≈ Rc/Re = 10
C_miller = Cob × (1 + A_v) = 4pF × 11 = 44pF
输入电阻 r_π = β/g_m，假设g_m = Ic/Vt ≈ 0.04 @ Ic=1mA
r_π = 100/0.04 = 2.5kΩ
输入极点 f_p = 1/(2π × r_π × C_miller) ≈ 1.45MHz
2. 计算所需补偿电感：
要扩展到10MHz，需要约7倍扩展
选择发射极电感Le，使其与Re在10MHz处阻抗相当：

text
ωLe = Re 在10MHz
Le = Re/(2πf) = 200/(2π×10e6) ≈ 3.2nH
实际取Le = 10nH（考虑寄生参数）

3. 仿真验证：在Multisim中搭建电路，扫描Le值，观察带宽变化。

七、局限性
本地反馈补偿不能完全消除Cob，但可以：

减轻米勒效应的影响

扩展带宽1.5-3倍

改善高频稳定性

对于极高频率应用（>100MHz），通常需要：

使用ft更高的晶体管

采用共基极结构

使用Cascode结构（最有效消除米勒效应的方法）

总结
利用本地反馈补偿三极管Cob电容的核心思想是：通过频率选择性反馈网络，在高频端提升增益或改善相位特性，抵消米勒电容的影响。

首选方案：发射极串联小电感（Le）
备用方案：发射极RC串联网络
高级方案：集电极并联电感补偿

实际设计中，需要通过仿真和实验反复调谐，因为：

寄生参数影响显著

晶体管参数的离散性

PCB布局的影响

记住：所有补偿都是折中——改善带宽可能牺牲稳定性，减少过冲可能降低速度。最好的设计是在带宽、稳定性、增益和功耗之间找到最佳平衡点。

无语密码

应该要知道，先有功放 还是先有参数。

mchoi518

无语密码 发表于 2026-1-23 15:04
应该要知道，先有功放 还是先有参数。

您这是要上升到哲学高度了？

无语密码

我的是先有功放，后有参数，所以无需顾虑自激。如果是先有参数，后有功放，自激机遇就大很多

mchoi518

断桥烟雨 发表于 2026-1-23 14:23
提示：

下图中因为加了镜像，C9  C10和 C14 C15 改成串联。

感谢大师给的好的思路，

我得仔细仿真研究一下本地补偿~

zxhdoop

楼主估计被搞迷糊了，我说个简单的，用方波测试看输出波形，如果过冲高说明相位裕度少（越高裕度越少），如果圆角侧反之。

相位裕量 > 60°：系统为过阻尼，无超调，响应慢。
相位裕量 ≈ 45° - 60°：系统为临界阻尼，微乎其微的超调，良好响应。
相位裕量 < 45°：系统为欠阻尼，出现明显超调。
相位裕量 ≈ 0°：系统振荡。


超调 (%) = [(峰值电压 - 稳态电压) / 稳态电压] × 100%

超调不要超过20%

ZMH8771140

mchoi518 发表于 2026-1-23 09:07
感谢大师热心回复，

您说到这里我都理解了，就是给定的一个放大电路，它的延迟时间是一定的，相对于低 ...

关于晶体管放大器负反馈，教科书说明了两大好处:一是降低失真，二是拓展频带。所谓拓展频带，就是发生相位移的频率提高。或者说，同一个频率，相位移减小。所以，本级深度负反馈，可以使相位移减小，温度稳定性也好。两级都加深度负反馈，相位移小，防震荡电容自然就可以小。
     运放就是依靠深度环路负反馈，来降低失真，和降低输出内阻。只要每级电压放大器，做得足够线性，深度环路负反馈是完全可以的。当然线路布置非常重要，许多自激，都是线路布置不当造成的。电源的质量也关键。
     我不去研究相位问题，更不会用方波输入功放。晶体管线性放大器的成功，就在于“负反馈”！

minor

lz所说也是我一直担心的。
仿真过一些所谓名电路，大部分都不满足相位裕量的。当然，它们的‘自激’都在MHz范围，但别忘了，在此范围你有可能收到短波广播哦，我在实践中也确实收到过此类广播。
另一点，闭环的相位裕量不好，开环的就更差，如lz所试，好在我做的大部分都是无负反馈的，也就无所谓开环闭环。
总之，我自己做的一定得保证在音频以外的全频域满足一定得相位裕量，和增益裕量，以免万一会pickup那些短波呢。
也许，过去的制机人，只是在实践中不自激就得了，没有进行过相位的理论计算呢，别忘了电脑辅助设计只是近期的事。于是，过去的设计存在风险。

zxhdoop

楼主在无缺陷电路的反馈电阻R25上并联一个10NF的电容增加一个零点仿真试试。

无语密码

测试方波玩到不低于100KHZ就可以了，没必要再核对相位参数

MT4S301

mchoi518 发表于 2026-1-23 09:05
多谢大师细心指导~

昨天我说的那一堆不对，负反馈变化时相位曲线是会变化的， 所以必须仿真！

您图2里面，目测0db对应相位大概是-300°了，在-180°的点会自激对吧？

你至今没有理解相位余量与稳定性的联系。
开环相位裕量决定闭环频响和系统稳定性
闭环后的相位如何对闭环系统的稳定性无影响
你从图3也能看出来：闭环这个电路不仅不自激，方波相应也极为理想。

MT4S301

mchoi518 发表于 2026-1-23 15:00
下面是deepseek帮我回答的~  

在您那个电路中，Q17 Q18的射级加电阻和电感并联， R37并联电感，Q2 ...

别拿AI当教科书用，他不能给你体系化的知识
只有东一块西一块的零散碎片信息，对于缺少基本体系认知的近乎无用
不学一遍电路原理+模拟电路+信号与系统就只能在论坛里被民科喝高大爷忽悠
当然非业内人士看完这一套耗时巨大应该不会有人认真看
那就接着被忽悠罢

ZMH8771140

无语密码 发表于 2026-1-23 15:07
我的是先有功放，后有参数，所以无需顾虑自激。如果是先有参数，后有功放，自激机遇就大很多

很赞成你的观点。hifidiy重在实践，在实践中发现问题，再去解决问题。这样不断地升级。我平均三年升级一次功放，把原来的功放拆除。

断桥烟雨

mchoi518 发表于 2026-1-23 15:18
感谢大师给的好的思路，

我得仔细仿真研究一下本地补偿~

嗯，我再回答你，反馈到差分的两端究竟是多少度。

答：反馈到差分的是延迟信号，一般是同相，如果延迟360°就会自激。

我不知道为什么这么多人认为：反馈是负反馈，就是180°。

或者很多杂志这样写过，导致业余错误。


检验起来也很容易，示波仪接到差分两端，马上看到是同相。

1~22KHz的延迟越低，失真度也就越低。

电子信息玩的就是概念，概念错了，体系不能自洽，他自己糊里糊涂，别人更是听得头昏脑涨。

一个人若是真懂了，他说得会非常通俗易懂。因为他知道你在想什么。

不懂的就开始引经据典，拿教科书让别人自己看，主要是他自己也没看懂