- 积分
- 1397
- 在线时间
- 3230 小时
- 最后登录
- 2021-9-27
- 阅读权限
- 70
- 精华
- 0
 
- UID
- 470117
- 帖子
- 761
- 精华
- 0
- 经验
- 1397 点
- 金钱
- 754 ￥
- 注册时间
- 2012-2-7
|
感谢G版提供如此之眼前一亮的电路，现在正打算做您的唱放，希望能用上开关电源，感觉开关电源高频噪声需要下工夫抑制，所以打算尝试计算下您提供了电路图以及初步思路的前馈+反馈稳压电路。
现按照您的思路推算出一套计算方法，不知思路是否正确：
基于G版电路的前馈+反馈并联稳压电路的计算尝试：
总体前馈电路计算思路：
Rs = 1 / Gm(total)，其中Gm(total)是整个前馈电路的总跨导。
根据G版的思路，此电路包括两级：
第一级V1组成的恒流源和R1组成一个分压电路，将交流信号分压输入输出级V2，所以总跨导其实是：
Gm(total) = 第一级的衰减倍数 * 第二级的跨导。
个人的设计思路，望G版指正：
最初只有输出端的电压和电流决定了，那么其实此时可以求出V2的工作点，从而算出输出级的参数。（步骤1）
此时，恒流盛的阳极电压由输出级V2的栅极电压所决定，可以设定恒流盛的工作点和各项参数。（步骤2）
此时整个电路只剩下Vin，Rs和R1三个变量，而Vin可以由Rs和R1所决定，此时可以采用迭代法算出Rs和R1的大致值（不需要精确，因为Rs的值需要实作时调整）。（步骤3）
步骤1：
（采用一只6N1）
具体算法采用了反馈并联稳压电路的算法，得出：
工作电流2mA，R3 = 75kΩ，屏压 = 150V，栅极电压 = 146.3V
步骤2：
先随意选定V1的工作电流：我这里选了1.5mA，此取值我怀疑大有学问，在这种电路里面工作电流过高容易使恒流盛的内阻降低，但过低又会影响反馈部分的放大性能。我未在此方面更深入研究，如果各位有兴趣的话欢迎您发表您的心得。
在特性曲线图中可以找到：
阴极电压 = 3.5V，可得出阴极电阻约2.4kΩ，内阻约为98.2kΩ。（G版论述CCS的帖子中有非常详细的论述CCS的内阻如何计算的结果，此处略去）
步骤3：
假设R1初始值约为100kΩ（150V /1.5mA）。
公式的推导：
Rs = 1 / Gm(tot) ;
Gm(tot) = Rcss / (R1 + Rcss) * Gm (V2), 乘号前面是分压电路的数值，乘号后面是输出级的跨导。
通过Vin - Vout = (Iout + Iv2) * Rs，设Vin - Vout为ΔV：
ΔV = (R1 + Rcss) / (Rcss * Gm(V2)) * (Iout + Iv2)
此时可得出初步的电压差，同时注意我们之前使用了ΔV = Rs * (Iout + Iv2)，所以Rs也可以得出一个初步数值了。
注意，这电压不是最终结果，因为用原阻值算出的电压差需要加在原来的300V上，所以R1的阻值需要再改，R1的阻值同时又反过来影响Rs，也同时影响Rs。
解决这个问题的方法是：
1. 保持CCS的电流不变，改变R1的阻值
2. 将R1再带进去ΔV的式子，求出新的ΔV和Rs
3. 重复步骤1和2，直到数值变化已经低于电阻的阻值误差即可（反正之后都要用可调电阻调整Rs）
计算过程：
此时R1, Rccs, Gm(V2), (Iout + Iv2)已经知道，求得ΔV为：
ΔV = 15.768V，Iout = 8mA，Iv2 = 2mA（稳压输出级电流），所以Rs = 1.5768kΩ
此时R1的新数值应为113.13kΩ
重新带入得：ΔV = 14.5939V
此时R1 = 112.195kΩ，Rs = 1.4593k
此时其实已经没有继续重复下去的意义了，R1的值稳定在112-113k左右，所以选取100k + 13k的阻值，Rs选用1.3k的固定电阻和500欧的可调电阻，到时候由于每个管子的内阻性能都与规格表中有差别，所以调试可调电阻达到纹波最小即可。
这就是我的大致思路，请G版斧正。
如G版认为此电路可以使坛友受益，我可以将所有计算过程详细再整理一次（这次只是检验思路），上传以方便坛友计算与试制。
另：现在暂时未考虑高频时CCS的内阻变化问题，如果G版得闲的话能否提供下思路，使得电路能更好地发挥抑制高频杂波的作用，先谢谢了！ |
|
发表于 2014-4-19 11:36
楼主
