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感谢G版提供如此之眼前一亮的电路,现在正打算做您的唱放,希望能用上开关电源,感觉开关电源高频噪声需要下工夫抑制,所以打算尝试计算下您提供了电路图以及初步思路的前馈+反馈稳压电路。
现按照您的思路推算出一套计算方法,不知思路是否正确:
基于G版电路的前馈+反馈并联稳压电路的计算尝试:
总体前馈电路计算思路:
Rs = 1 / Gm(total),其中Gm(total)是整个前馈电路的总跨导。
根据G版的思路,此电路包括两级:
第一级V1组成的恒流源和R1组成一个分压电路,将交流信号分压输入输出级V2,所以总跨导其实是:
Gm(total) = 第一级的衰减倍数 * 第二级的跨导。
个人的设计思路,望G版指正:
最初只有输出端的电压和电流决定了,那么其实此时可以求出V2的工作点,从而算出输出级的参数。(步骤1)
此时,恒流盛的阳极电压由输出级V2的栅极电压所决定,可以设定恒流盛的工作点和各项参数。(步骤2)
此时整个电路只剩下Vin,Rs和R1三个变量,而Vin可以由Rs和R1所决定,此时可以采用迭代法算出Rs和R1的大致值(不需要精确,因为Rs的值需要实作时调整)。(步骤3)
步骤1:
(采用一只6N1)
具体算法采用了反馈并联稳压电路的算法,得出:
工作电流2mA,R3 = 75kΩ,屏压 = 150V,栅极电压 = 146.3V
步骤2:
先随意选定V1的工作电流:我这里选了1.5mA,此取值我怀疑大有学问,在这种电路里面工作电流过高容易使恒流盛的内阻降低,但过低又会影响反馈部分的放大性能。我未在此方面更深入研究,如果各位有兴趣的话欢迎您发表您的心得。
在特性曲线图中可以找到:
阴极电压 = 3.5V,可得出阴极电阻约2.4kΩ,内阻约为98.2kΩ。(G版论述CCS的帖子中有非常详细的论述CCS的内阻如何计算的结果,此处略去)
步骤3:
假设R1初始值约为100kΩ(150V /1.5mA)。
公式的推导:
Rs = 1 / Gm(tot) ;
Gm(tot) = Rcss / (R1 + Rcss) * Gm (V2), 乘号前面是分压电路的数值,乘号后面是输出级的跨导。
通过Vin - Vout = (Iout + Iv2) * Rs,设Vin - Vout为ΔV:
ΔV = (R1 + Rcss) / (Rcss * Gm(V2)) * (Iout + Iv2)
此时可得出初步的电压差,同时注意我们之前使用了ΔV = Rs * (Iout + Iv2),所以Rs也可以得出一个初步数值了。
注意,这电压不是最终结果,因为用原阻值算出的电压差需要加在原来的300V上,所以R1的阻值需要再改,R1的阻值同时又反过来影响Rs,也同时影响Rs。
解决这个问题的方法是:
1. 保持CCS的电流不变,改变R1的阻值
2. 将R1再带进去ΔV的式子,求出新的ΔV和Rs
3. 重复步骤1和2,直到数值变化已经低于电阻的阻值误差即可(反正之后都要用可调电阻调整Rs)
计算过程:
此时R1, Rccs, Gm(V2), (Iout + Iv2)已经知道,求得ΔV为:
ΔV = 15.768V,Iout = 8mA,Iv2 = 2mA(稳压输出级电流),所以Rs = 1.5768kΩ
此时R1的新数值应为113.13kΩ
重新带入得:ΔV = 14.5939V
此时R1 = 112.195kΩ,Rs = 1.4593k
此时其实已经没有继续重复下去的意义了,R1的值稳定在112-113k左右,所以选取100k + 13k的阻值,Rs选用1.3k的固定电阻和500欧的可调电阻,到时候由于每个管子的内阻性能都与规格表中有差别,所以调试可调电阻达到纹波最小即可。
这就是我的大致思路,请G版斧正。
如G版认为此电路可以使坛友受益,我可以将所有计算过程详细再整理一次(这次只是检验思路),上传以方便坛友计算与试制。
另:现在暂时未考虑高频时CCS的内阻变化问题,如果G版得闲的话能否提供下思路,使得电路能更好地发挥抑制高频杂波的作用,先谢谢了! |
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