【闲谈】前饋型并联稳压电路（四楼作了些计算补充）

Gautau

前饋型并联稳压电路:
前馈型并联稳压早在1923年便已进入顛峯期（任何前、正馈电路皆比反馈电路面世早点），两战时在军事上应用的范围颇广。而当时所有电子线路设计都会被列入“军事机密”而不能外泄，故坊间的流传极少。

前馈型主要是针对从交流电源而来的干扰，例如外来的火花、金属间的磨擦等等。与反馈型抑制杂讯的方式有不同。至于因硅整流而引起的开关噪音，却在近年才备受重视。

电路的结构非常简单﹕在电源线上有杂讯出现时，讯号会立即被放大并反相，两讯号在输出端汇合后，便可将杂讯抵消。




严格来说，这电路只可称为前馈，因基本上不会构成振荡（一如 Quad 405 的 Current Dumping）。误差讯号在稳压之前抽取，并以几近实时便作出相应的抵消 - - 即使扣除了屏栅的距离、米勒效应等等，修正的速度仍然很高（> 500KHz）。

从上图看到Rs（Rs=1/gm）必须要与管子相配合 [ Rs 也为 1/ (μ/ra) ] 才能将噪訊完全抵消，但因每一管子的gm都会有些差別或老化，故只须将Rs作调节配合便可（Rs+VR）。




上图中的RC电路，其频率的設定与反饋型的10Hz不同。前饋型須定在 < 1Hz，以应付从电源而來的交流噪讯。

若将偏压改为自偏，那 Rs 便为 1/gm + Rk，数值大了不少，抑噪方面会有增長。
此时可按 Ro / (Ro + Rs)  作计算 - 但仍不能用 Rs 作电压调整。




调节方法:
[1] 指针式万用表或DMM 串接高压电容，及或正负棒并接1MΩ。用AC档量度输出端，调节VR直至读数最少。
  （示波器比DMM方便，但仍须留意探头不能超过400V DC+AC，及直往 [5] 便可）
[2] 重复 [1]，但表棒正負对调
[3] 重复 [1]
[4] 重复 [2]
[5] 5小時后 重复 [1] ~ [4]

上图的VR的位置可改放在阴极处，以减在调节时（高压）出现的危险。
这时 Rs 选值应大点，如5.1KΩ。而 Rk +VR = 4.2KΩ ~ 4.7KΩ + 1KΩ 等等。




管子的內阻 ra（1/gm=384.6Ω）与 Rs 并接后为 352.3Ω。在5Hz時相应的等效容量为90.35μF（在10Hz時更低，只有45.2μF）。
若要求有近1000μF的话便只能将gmT提高（用两级放大），使1/gmT減降至31.8Ω 才行（仍未将负载纳入）。
在上述的电路中，Rs 与 噪音衰减 的关系不大，而输出电压的调节也不能单靠 Rs 完成。

下图的C1在反馈型电路只须用到36.2μF@10Hz，但在本电路却最少要362μF@1Hz（以反饋型作参考）才行。
参照反馈型电路般将电路改用两级后，输出级的 gmT 便会提高 - - 那么，Rs 的取值是否可以大点，使噪音衰减指数得以提升？
不会，Rs 的数值只会更小，但动态的噪音抑制功能却会增加。

增大 gmT 的优点是 Rs 对电源的降压会少很多，及将稳压级的内阻（Ro）减至更低。




地栅电路 中C1的数值极大，零件的选择便成为重要的课题 – 个中的学问还不少。

差分电路 确实可行，但却找不到实例可供参考！便只能自行设计和计算（非仿真）- 幸好难度也不大，且可将C1的数值减至 < 2μF。而在实作方面的结果亦颇理想，及速度超快。

King 前馈型并联稳压电路 又属另一不错的选择，因它可弥补反馈型稳压电路的不足。
本贴将以 King 前馈型并联稳压电路 作探讨、设计和计算。

基本的前馈型电路多只用一级放大（其实只是用以抵消从交流而来的噪讯），故从直流而来的噪音抵消能力较弱，一般只有 -20dB。

交流噪訊的提取是採用了RC作交連，但要留意其 Fo 必須 < 1Hz 。
可是在 -3dB 时仍有 45°的相移 。

通常Rs 的数值又被限制在数百Ω处，因 Rs = 1 / gm，使下式也受到影响 . . .
噪音衰减 = Ro / (Ro + Rs) ，而在上一贴中（反馈型）的典型数值约为 -42dB。

Gautau

King（← 姓氏）前馈型并联稳压电路
King 稳压电路于1923年面世，当时的噪音干扰也远较今天的少，故只有一级也足以应付。
若用上两级便较麻烦，因须用到体积异常巨大的高压电容。

手上的 390μF/450V 电容，其体积只为当年的1/8。




寻遍各新旧参考文献后仍没有进一步的相关资料，便只有从基础处着手 - 看看能否有所突破?



（请留意上面的资料图片:  . . . . R2–R2 and Rs . . . 蓝线上的 R2有误，应为 R1）

这是手上仅有的资料，其对King稳压作了最简单但却深不可测的解释 – 各位看得明白吗？




King 稳压电路的重点在 Rs = 1 / (B * gm），而 B = R2 / (R1 + R2)
由于用了分压电路 R1 及 R2，故 Rs 必须用上式计算。
R1、R2 及 Rs 构成的电路，其灵敏度很高，故只适用于电流变化比较大的线路中。

除外，因用了热偏置而迫使阴极电位提高，令这电路可工作在更高的电源电压设计。

现今采用King 稳压电路的设计颇多，尤其在固态化方面 – 虽然名称已被改至七彩 . . . . .
例如:

Gautau

King 前馈型并联稳压电路的演变:

[1] 基本型




在上面已提过，King 稳压电路的計算重点在于理解 R1 与 R2 的比值，其它的计算都不难。


[2] 以地栅作推动




上图的Ra = R1，而 R2 则由 V1a 及其附属电路所组成。

地栅当时已面世，也颇适合作为推动级，只可惜 C1 的数值却太大。
若刻意减少 C1 的话，则控制能力便会被大幅度削弱。

借用反馈电路的数据: 6N1，但 Fo = 1Hz
V1 阴极对地的内阻
rk1= Rk1/ ( Rk1* gm1 + 1 ) = 2.4KΩ / ( 2.4KΩ * 1.855mA/V + 1 ) = 440.21Ω
C1 = 1 / (2 * π * rk1 * 1Hz ) = 362μF（用 390μF）


[3] CCS
由于 C1 的存在而出现了颇多的问题，故面世不久便有人尝试除去此一 “巨无霸级” 电容。
当时（1923年）CCS 的概念仍未确立，便用了 屏入–屏出 作解释。

在1939年，Hunt 及 Hickman 两人率先除去了 C1 而成为 CCS，更将 CCS 放置在反馈型并联稳压电路中应用 . . . 这相当于在 R1处并上一数μF的电容。




[4] 减少受米勒效应的影响




当大家都开始关注King 稳压电路的米勒效应时，这电路面世已超过了75年矣。
电路中除了原本的 R1、R2外，更加上了 C1、C2，使频应和速度都提高了不少。

Gautau

King 前馈型并联稳压电路计算探索:




King 稳压电路的重点在 Rs = 1 / (B * gm），而 B = R2 / (R1 + R2)。
但应如何决定 R1 及 R2 的数值才对？




上面整个线路中，亦只有这两个绝无仅有的数值 :   EB = 360V，Eo = 270V
虽然数据及资料皆极度缺乏，但也不至于无计可施 。。。

两电压比值（B）
B = 1 - 270V / 360V = 0.25
验算
EB = 270V / (1 – B) = 360V
（补充）
在并联稳压中，多用 1/4（或 0.25）作依据，故即使只有 Eo，若要找出 EB 也绝无困难，因
EB = 270V / (1 - 0.25) = 360V


R1 及 R2 的取值（补充）
设
R1 + R2 = 360KΩ（数字取值与 EB 相同，以便于计算和比较）
则
R1 = 360KΩ x (1 - B) = 270KΩ
R2 = 360KΩ x B = 90KΩ

而分压电路的计算如下
90V = 90KΩ / (90KΩ + 270KΩ) x 360V

亦可从下式作B值验算
B = 90KΩ/(90KΩ+270KΩ) = 0.25




选择合适的电子管
在计算 Rs 前，须先选管。

若要求输出电流为
Io = 33mA
则屏流应为
Ia = (1 - (360V-270V)/270V) * 33mA = 22mA   ←  此式与B值相关

总供应电流便为
IB = 33mA + 22mA = 55mA

管子的电流要求
Ia = 22mA * 2 = 44mA
屏流达 44mA的三极管如 6080、6N6 等的价钱也不会便宜 . . . . . .



看来采用三极接法的6P1（6π1π） 会相当合用。




从上面的特性图可找到
（红垂直线）
Ia = 22mA
-Vg = 11.3V

从洋红垂直线可找到相应的gm
Ia= 38.7mA
-Vg= 11.7V
gm = 38.7/11.7= 3.3mA/V

Rs 的取值
Rs = 1/(0.25 * 3.3mA/V) = 1.212KΩ

R1、R2 及 Rs 所组成电路的灵敏度极高，故适用于AB类、D类功放或帘栅稳压等。

至于前级或A类电路，采用反馈型电路会有更佳的效果。
其实在 反馈型电路 的贴子中便早已分享了这一成果 - 用热偏置而提高了阴极电位。




6P1 作三极接法时
gm= 3.3mA
ra= 2KΩ
μ= 11.5
Rs= 1.2121212KΩ
RL= 270V/33mA= 8.181818KΩ
∴ R'L= Rs//RL= 1.06KΩ
故
Ao= μ*(R'L/(R'L+ra))= 4倍

（在特性图中可从计算后找到结果）




高频响应补偿

受米勒效应影响的总容量
Ctotal = 50pF

RT = R1 // R2 = 67.5KΩ
Fo = 1/(2*π*RT*C) = 47.157KHz

为免 Rs 受影响，故须选用 R-C 作交流分压。

C1 = 1/(2*π*R1*Fo/10*B) = 500pF  →   5nF  ← Fo/100
C2 = 1/(2*π*R2*Fo/10*B) = 1.5nF   →  15nF ← Fo/100
式中的10为最低数值，令该点的相移减少（但仍有45° ，-3dB）- 最好以100作计算。


（补充）
至于输出端受米勒效应的影响不大，因
Ctotal = 50pF
gm=3.3mA/V
ra= 2KΩ
Rs= 1.21212KΩ
RL= 8.1818KΩ
计算
Rt= ra//Rs//RL= 0.691KΩ
FoT= 1 / (2π*0.691KΩ*50pF)= 4.61MHz
故
Co= 1/(2*π*Rt*FoT/100*B) = 20nF





若只用C1（即取消C2）便可将C1加大至1μF - 但AC分压会因失效（即B = 1）而导致Rs = 1/gm。


                     
Ck、Rk的计算见反馈型并联稳压电路。链接如下 . . .
http://bbs.hifidiy.net/thread-559637-1-3.html

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与唱放中 RIAA均衡网络 所提供的丰富数据不同 – King前馈型并联稳压电路 是本人接触过最少数据资料的电路 – 少得可怜！
相关的参考书也不多 – 且其内容亦属 “无字天书” 的级别！

本贴比一般的基础贴深入，故可视为设计的进阶 . . . 亦可考验各位对这电路的理解。

延了几近一年，期间曾将一百五十多页的内容不断地压缩及删减至只有十多页 。 。 。
可幸是: 总算仍然有机会完成这贴，感恩！
而个人极少对自己的贴子作 “马后炮” 的评论 . . . . . .

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twojadupa

G版讲课啦，快来听！

uuuuuuuuu

搬凳子来听课。
很详细的知识，需要点时间来融会贯通。

344ms

好好学习

G版辛苦了

路遥plus

很有启发性的好帖！

Gautau

感谢 路版 和 T版 捧场。

不过，这类贴子在国内的点击率通常都不会高。

悄然无神

这个电路比共模电感好200%左右（原因是共模电感存在磁滞延时等等延时，），还有共模有镜像感生干扰（电感方向感应，比原来的波幅度大或者比原来的波小）。G版讲解的这个电路我以前见都没有见过。昨晚3点多看了一下，让我惊喜交加！是个很好很优秀的电路！真心希望G版身体早日康复，

路遥plus

G版，前馈并联稳压，交流特性非常棒，这对提高电源的瞬态响应与带宽非常有好处。这类电源有个特点就是直流稳压中的电压调整率稍嫌不足，如何补强好呢？

llan

非常好的资料，编辑打印慢慢学习！

BossXPOX

要好好学习。

Gautau

路遥plus 发表于 2013-12-28 10:31
G版，前馈并联稳压，交流特性非常棒，这对提高电源的瞬态响应与带宽非常有好处。这类电源有个特点就是直流稳 ...

这问题早已考虑过 . . . 所以上面便将 差分 提出来。

引入反馈或可成事。

唐西

前辈的每个帖子都值得每个胆友研读！
至诚感谢前辈无私奉献！
在您为胆友提供无私感谢同时，请您保重身体！祝您身体健康！

lkfherman

G版授课不容错过！G版每课技术和理论甚深，小弟对电子学甚弱！还是要仔细学习增加知识。万分感谢G版！  

中泽洋造

这个电路真的是耳目一新！感谢G版一直以来的讲授，将各种电路一一为大众解惑，开拓眼界！

schmike

這個我一定加點的
不會少....
多謝G版教學
今次我要自己學會換.
多謝G版無私教學
我的M7都是由G版令他升級不少的

BossXPOX

G版一一看着字里行间一一深刻体会到\心血、无私奉献、大公无私的心境、更激发自己努力学习的欲望，因胆世界里有您的心血而变得更精彩！
为您祈福！祈求上苍赋予您力量战胜病魔，顺利、平安！
………
兄弟们我们一起祝好人一生平安！

Gautau

感谢各位对此帖关注，因真的过于曲高和寡。
对很多 观念性 的拆解，感兴趣的坛友也不会多 - 即使付上珍贵的计算过程和结果 . . . . . .
可喜的是本人早已习惯了这类的冷漠。

若将这贴放在国外英文的大坛亦绝不会失礼 。。。


再三感谢各位的关怀和祝福。