适合初学者制作的6P3P（6L6）/6550推挽电路，兼谈推挽设计的一些理念，3月9日更新4楼

Julien

进阶版图纸 http://bbs.hifidiy.net/forum.php?mod=viewthread&tid=998567

如果你只是想制作一台推挽胆机，看到这里就可以满足你要求了。二楼会更新一些关于推挽设计的理念，希望自己设计修改电路的可以关注。

图纸说明：

1，图纸可同时用于6P3P（6L6GC）家族和6550家族，这两种管子现在各厂都在生产。其中6P3P，6N8P库存较多，不容易被炒作涨价。
2，采用6P3P输出功率为20W，采用6550输出功率为60W。
3，额定功率失真小于0.4%，功率管已配对。
4，R2参考中心值15K，调节R2使帘栅极供电电压为285V。如有条件，帘栅极请采用稳压供电。
5，采用6P3P时，R1参考中心值75K，调节R1使6P3P屏流为32mA；采用6550时，R1参考中心值51K，调节R1使6550屏流为41mA。

Julien

直到今日，我评测一个胆机的最重要指标仍然是失真，尽管在很多主观流派中认为失真并不重要，甚至失真低=没韵味。然而多年的实际测试和听音经验告诉我，越是低失真的胆机，给我带来的主观听感越好，韵味更丰富。

如果你一个无视指标的爱好者，看到这里也可以结束了，本帖并不适合你。

下面开始介绍推挽胆机的一些设计理念和tips，我希望对于自己设计的爱好者能起到帮助作用。

在传统的推挽电路结构中，常见结构为以下几种：
1，电压放大+长尾倒相+功率级。优点是增益高，用管少，开环频响较好；缺点是长尾倒相级对称性一般，需仔细调试。
2，差分放大+（驱动）+功率级。优点是倒相对称性优秀，开环频宽较好；缺点是需要多一组负电源，不增加驱动级开环增益较低。
3，自平衡倒相+（驱动）功率级。优点是用管少，增益适中；缺点是倒相级对称性一般，频响较窄。
4，电压放大+屏阴分割+（驱动）+功率级。优点是用管少，倒相级无需调试；缺点是不加设驱动级增益低，频宽较窄。

由于架构1在用管，增益和稳定性方面都适中，比较适合初学者制作，本帖讨论将以一个电压放大+长尾倒相的推挽胆机架构作为分析对象。

A，输入级：架构1的输入级主要作用是提高电路的开环增益，为长尾倒相级提供合适的直流偏置。
由于长尾倒相级自身有一定增益，并不需要太大的输入电压，输入级可由多种方式组成：共阴，SRPP，叠串，u跟随
为了比较这些放大方式，我做了一次实验来测试比较它们的失真度，见表1

其中bp表示采用阴极旁路电容，ubp表示不采用阴极旁路电容。除注明外都采用了旁路电容。

为了公平起见，表1中的各输入级采用了相同的输出电压。基本涵盖了业余爱好者常见的输入级电路。
然而，这样的分析还是欠缺公平性，由于整体电路总是有大环路负反馈，输入级增益越高，反馈量越深，会等效降低它们产生的失真，为此，将表1按负反馈带来的收益等效计算，重新得到表2

表2仅分析三次谐波失真为例。（注：实际上由于种种原因，负反馈效果没有那么理想，会打一些折扣。）

根据表1和表2的分析，采用两管的SRPP，叠串，u跟随并没有显著优势，而却需要多浪费一只电子管。在电子管价格日益高涨的环境下，这只多余的电子管显然可以用于别处发挥更大的作用。因此我总是认为，SRPP及其类似设计用于架构1的输入级，是考虑并不完善的设计，多余的上部电子管除了增加耗电以外，没有获得任何明显的好处。
三种共阴电路都拥有较小的失真，然而五极管需要多余的帘栅极供电部分，并且会比双电子三极管增加配对的要求和增加一只多余的管座。另外，五极管拥有较高的输出阻抗，对整机开环频响不利，反而抑制了负反馈深度的增加，实际使用上不会如表2那么好。
综合结果，采用三极管共阴是性价比较高的方式，它们的失真较小，并且相比接下来会探讨的倒相级和功率级，都是微不足道的。更重要的是，中u三极管6N8P(6SN7)拥有较低的输出阻抗，频宽较好，这给整体设计带来了很大的便利，并且在较低的屏压下也能很好的工作以配合长尾倒相级，因此成为了我设计电路的首选。

Julien

B:长尾倒相级


1，长尾倒相级的基本工作原理
长尾倒相级本质是差分放大器，主要特征是阴极采用电阻Rk替代差分常用的恒流源，这个电阻Rk被称为“长尾”。它的特征和差分放大器是十分近似的，具体可查阅差分放大器，下面仅做一些简单的讨论。
由于Cg直流状态下视作开路，Rg为V2栅极提供了直流偏置，其值等于输入信号直流偏置。交流状态，使Cg容抗远小于Rg，则Cg等效接地，V2管是典型的共栅放大组态，输入信号取自V1管阴极输出。共栅放大输出和输入同相，又V1阴极输出信号和输入Ui同相，故U2和Ui同相。V1是共阴放大，屏极输出信号和输入Ui反相，故U1和Ui反相，由此可得U1和U2反相，起到了倒相的作用。

2，长尾倒相的平衡问题
假设下管增益为A2，R1=R2，为了使长尾两臂平衡，U1/U2 = 1+R1/(Rk×A2)，并可得 R2/R1 = R2/(Rk×A2) +1
从上式可以看出，若要两臂平衡，则U2/U1应该趋近于1，要求 R1/(Rk×A2)趋近于0，即要求分母尽可能大，分子尽可能小
于是可得出： 下管增益A2越大，平衡度越好；Rk/R1越大，平衡度越好。

由于长尾倒相一般选择双三极管担当，两臂增益近似，因此当A2确定时，平衡度主要取决于Rk/R1。然而Rk不可能过大，过大的Rk会形成较大的直流压降，使电源利用率降低，输出动态范围压缩。
所以高u三极管往往比较适合用于长尾倒相级，它们的A2较大，拥有更好的平衡度。

另一方面，长尾倒相级也是功放的推动级。作为推动级，希望拥有较大的动态范围，较小的失真，较低的输出阻抗。此时高u管往往不能满足要求，因其内阻较高，驱动功率管输入电容能力较弱。
所以中u低内阻三极管往往比较适合推动级。

长尾倒相级兼任推动级的时候，必须兼顾这两方面的矛盾，折中选择。
实际线路中，为了解决采用中u管的对称性问题，往往使得R2>R1，以保持两臂交流基本平衡。

以1楼图纸为例，下管A2=16.3倍，R1=33k，则
R2=R1×Rk×A2/(Rk×A2-R1)=33k×12k×16.3/(12k×16.3-33k)=39.6k，取R2=39k系列值

3，推动级的动态范围和问题
长尾倒相兼任推动级的动态范围可用做图法获得，采用普通共阴放大电路分析方法。需要留意的是要扣除长尾电阻Rk上的压降，以及考虑功率管栅极电阻也是交流负载的一部分。
为了保证动态范围，一般推动级需要留有6db以上的裕量。

4，推动级的失真问题
由于长尾倒相级本质是差分放大，会抵消大部分偶次谐波失真，因此本级失真主要是由奇次谐波失真构成的。
为了降低奇次谐波失真，首先要选择奇次谐波失真较小的三极管，然后选择合理的静态工作点以获得较低的失真。
设计中，失真计算可以采用共阴电压放大级分析方法，利用做图法计算获得，相关介绍资料较多，本帖不再讨论。
关于三极管静态工作点选择定性分析：
1)对于选定的Q点，屏极电阻越高，奇次谐波失真越低
2)对于选定的屏极负载电阻，静态电流越大，失真度越低
3)较高的屏极电阻不容易提高静态电流，会缩减动态范围，增加大信号失真
4)过大的静态电流也会造成动态范围压缩，减短电子管寿命

Julien

C：功率级

有关功率级的设计基础，可以查阅顶置贴：http://bbs.hifidiy.net/viewthread.php?tid=164357
以及：http://bbs.hifidiy.net/viewthread.php?tid=60776 贴内相关书籍

本楼仅讨论一般功率级设计的一些理念。

1，常见多极管功率级主要有三种模式：三极管接法，超线性接法，标准接法
对于三极管接法，建议选择甲类工作状态，随着负载阻抗的提高，总谐波失真会逐步减小，但输出功率也会同比减小，一般建议以刚好满足甲类状态为主。
对于超线性接法，输出功率随负载变化比较恒定，失真随负载阻抗提高而逐步减小到一个谷底，然后又随着负载阻抗提高而上升。
对于标准接法，建议选择低偏流甲乙类。它的输出功率随负载阻抗变化较为剧烈，有最佳负载阻抗。

在选择这三种模式的时候，必须衡量电路设计的要求。
三极管接法需要推动电压高，高频密勒电容较大，输出功率最小，总谐波失真最小。电路设计的主要难度在于推动级，适合不追求功率，不计成本的情况下采用。
超线性接法推动电压较高，可以省略一组帘栅极供电电源，需要输出变压器有超线性抽头。超线性对失真的改善和用管型号密切相关，在某些功率管上并不能起到显著的改善作用。由此带来的缺点是，它的增益比标准接法来的低，负反馈对失真的抑制程度不够，结果往往不如标准接法。
标准接法是输出功率最大的，也是增益最高的。高频密勒电容很小，所需推动电压很低，对推动级要求较低。标准接法失真和工作点，负载阻抗密切相关。合理设计的标准接法功率级，总谐波失真和超线性以及三极管接法相比 没有显著增大，而得益于较大的反馈量，在保持输出功率的同时，也可以保持较低的失真。标准接法的另一个好处是对输出变压器漏感要求较低，便于采用低偏流甲乙类进一步提升效率。
以GE 6550A管手册为例，下图是手册截图

此图是1/4输出功率情况，输出功率-总谐波失真随负载阻抗变化图。在A点，失真降至最低，约0.2%左右，输出功率A'点24W左右。这是开环状态，施加负反馈以后失真会进一步降低。在相同增益情况下和三极管接法比较，并无劣势。
标准接法失真随负载阻抗减小，变化较小，如图中AB段；随负载阻抗增加，失真度上升较快，如图中AC段。满功率输出时也有类似现象。
标准接法需要增设一组帘栅极供电。低偏流甲乙类时，帘栅极电流变化较大，要求帘栅极供电内阻较低，建议采用稳压电源供电。

2，功率级常见工作组态分为三类：
i)甲类：如同第一点所述，是比较适合三极管接法的，可以解决输出变压器造成的高频失真问题。对于标准接法，甲类并无优势。原因是推挽失真的主要成分是奇次谐波失真，标准接法甲类状态并不一定具有最低的奇次谐波失真。
ii)乙类：真正的纯乙类是不适合音频电路的，实际上总是需要少量静态电流来克服显著的交越失真，通常所指的乙类是这种，它和通常所谓的甲乙类界限其实很模糊，各家手册标注也不同。
iii)甲乙类：高偏流甲乙类比较适合采用阴极电阻形成自给偏置的功率级，或超线性接法功率级。
就之前1段所述，标准接法对负载阻抗变化是比较敏感的，换一个角度看问题，当负载阻抗恒定的时候，对于静态电流也是很敏感的。静态电流和负载阻抗一样，都决定了功率管导通角的变化，从而控制了失真。
对于标准接法，实际制作中，选定的负载阻抗往往不能改变，必须通过仔细调节静态电流来获得最佳的工作状态。

关于1，2两点的标准接法失真情况，我采用JJ公司的EL34管做了一次实验（由于推挽所需信号源电压较高，信号源也会产生少量失真，实测失真会稍大一些，结果趋势不变，仅供参考）

测试条件，Ua=400V，Ia=58mA×2，Ug2=360V，Ug1=28Vpp（1/4额定输出功率状态）
结果和6550一样，也出现最低失真的负载阻抗

选择3500欧姆作为负载阻抗，保持其余条件不变，改变静态电流，可以得到如下结果：

可以明显的发现，失真最小点并不出现在电流最大点，在55-60mA之间出现了谷底。

进一步调大输入信号，Ug1=45Vpp，可以得到如下结果：

谷底发生了变化，出现在45-55mA之间。这是由于EL34管大电流线性较差导致的，这种谷底变化在合理设置工作点的束射管身上变化较小。

观察不同型号电子管原厂参数和实验结果都表明：标准接法在调试正确的情况下，完全可以兼顾输出功率和失真度。而静态电流并不是越大越好，负载阻抗也不是随意选择的。
回到现实世界，扬声器的负载阻抗是波动的，因此就上述EL34管为例，选择输出变压器阻抗在3500欧姆，静态电流在48-58mA每管，是比较好的工作状态，即使负载阻抗出现波动，这个区域的失真变化也不大。

本节的结论：制作一个优秀的推挽胆机，必须是实际仔细调整功率级工作状态的，而不是简单的按照手册套用或迁就手头元件制作的。

Julien

D：整机的设计和一些注意事项

lygzyx

J版一出必是精品。终于有了KT88推挽了。

cencal

迅速占楼学习

wzy2001

天狼，快点画搭棚图出来

天狼

楼上不要急，会有的！

天狼

终于见到了比一版 的6P3P（6L6）推挽电路简单的多了 非常适合入门。

水东芥菜

看到了。
请问J版，5K牛是否可做这个电路？

czm97301

顶。正准备做kt88推挽，谢谢了

jwydgs

j版，后级功率管用fu-19如何？能推动吗？

jackyyoung

oh my GOD！总算出来了J版标准版的kt88推挽

BoYa_DIY

有J版的日子真好!
谢谢J版
收藏学习了

江南

到相级的两个屏级电阻不一样 是这样吗

Julien

回复 11# 水东芥菜


    5K输出变压器无法使用，具体理由我会在2-4楼更新说明的，这牵涉到失真问题

Julien

回复 13# jwydgs


    FU19我没有这个管子，也没有更多的实验数据。但它在适当的取值情况下，也是可以应用这个电路的。

Julien

回复 16# 江南


    长尾倒相级屏极两臂电阻是不同的，这里没有单纯的采用1.1倍的数据，而是根据实验结果调整确定，失真会更小。

octflower

请教J版  您的图是3.5K牛  而市场上常见的牛都是5-6K的  如果我们使用5K-6K的牛  电路是否需要做一些调整  我这是基于方便找成品牛考虑