建议论坛共创一个功放

hxg606

HIFI5200 发表于 2026-8-5 11:00
既然是模块，电流级不用动，更换电压级，不用焊接，用接插件连接，这样很方便。筑大师的这个想法很好，我 ...

新画了个板子，前级用2.54标准插针和插座联接，后级电流级可以适应两种功率管，一种BEC,一种BCE;

无语密码

hxg606 发表于 2026-8-5 14:46
我就是这个意思，几个模块可以选择自己中意的用；

LZ用·模块，就是能让大家玩的开心，有能少花钱。

但还缺一个温补模块。理论上是不需要的。
在论坛里，也许我玩温补的时间最长，所以·会·把静态电流稳定性作为极高级别看待。
它的参数仅仅对信号细节影响很大的，但又极难做到极致。

这也是不想玩模块的原因，当温度几乎不再影响音质时，功放才能发挥到最高的极限。

hxg606

无语密码 发表于 2026-8-5 15:28
LZ用·模块，就是能让大家玩的开心，有能少花钱。

但还缺一个温补模块。理论上是不需要的。

模块里没有温补，可以在后级电流放大电路里设计上，元件不多，也好设计上，我这里是在板子上；

Astralark

筑明 发表于 2026-7-21 20:37
BC-1功放的IPS+VAS+EF板的打板文件、电路图、BOM单已经放到网盘中了，这个板子是双面板。

看到都是这个 2X14P 连接，不知道这个和小金刚狼板通用么

筑明

Astralark 发表于 2026-8-5 23:27
看到都是这个 2X14P 连接，不知道这个和小金刚狼板通用么

不通用，这个电流板偏小，很多东西放不下。

scg19941115

谢谢筑明老师分享。

浪漫520

支持筑明老师！赞！

旧城以西

支持，谢谢筑明老师的倡导。

hxg606

攻放电路琳琅满目，每个人钟情的电路又都不一样，很难说有一个大家都喜欢的电路，我个人认为现在功放电路效果都差不多；

筑明

继续，续上262楼，几年前学习262楼BOB CORDELL的著作后对放大器的原理有更深的认识，BOB的实践经验非常丰富，不是纯理论的工程师，这本书很值得一读。
结合262楼的著作、BC-1功放的PPT及个人理解，试图解析一下BC-1的设计思路、工作原理、关键技术要点，因本人的非专业性，如有错误之处请各位指正。

该放大器虽结构简单，但性能表现优异且具备出色的抗干扰能力，其设计初衷正是追求卓越的可靠性。该放大器采用两组输出对管，可在±52V（负载状态下）电源轨向8Ω负载输出约125瓦功率。通过调整电源轨电压、增加额外输出三极管对管及散热装置，可实现功率等级高于150瓦的功率放大器。
关键性能指标包括：

• 向8 Ω 负载输入125 W功率，电源轨电压±52 V ；
• 全功率THD+N值在1kHz时为0.0006%，在20kHz时为0.007%；
• 在80 kHz噪声带宽下未加权信噪比为105 dB；
• 7.5 nV/√Hz 输入参考噪声密度；
• 高电流输出；
• 性能稳定且适用于2 Ω 负载；
• 可扩展至更高功率级的实施方案；
  

1. 基础设计
如上图所示，其特征包括：

• 将增益设置为29 dB，使得1 Vrms输入可以在8 Ω时产生100 W的输出功率；
• 三级发射极跟随器输出级；
• 全二极管钳位跨负反馈网络电容器以实现故障保护；
• 二极管钳位跨输入差分对以实现晶体管保护；
• 二极管钳位跨接IPS差分输出端以实现更干净的削波；
• 环路增益频率为1 MHz ；
• 用于提高稳定性的VAS输出Zobel网络；
• 双Vbe倍增益偏置控制器（带旁路/储电容）；
• 从偏置控制器到输出轨的限流二极管；
• 快速输出晶体管（MJL3281/1302）
• 电源轨道反向保护二极管
  

2. 前端：IPS、VAS及预驱动级
放大器前端结构（包含输入级IPS、电压放大级VAS和输出级OPS）
如上图所示，其电路设计涵盖从输入端到前置驱动器的所有放大电路模块，均集成于独立电路板上。输出级（含驱动器）则部署于第二块电路板，该电路板固定于散热器表面，保护电路模块则集成于第三块独立电路板上。

2.1.放大器前端输入网络

功率放大器的核心部分可视为功率运算放大器。仔细观察其输入端与反馈网络结构，可见该放大器的配置方式与单运放差分放大器类似。这种设计能有效抑制输入电缆屏蔽层与中心导体之间共存信号的共模干扰。
由R1和C1构成的首个输入低通滤波器具有双重功能，首先，它在23 MHz处提供滚降特性，这是抵御高频电磁干扰（EMI）的第一道防线，其次，它在高频下终止输入互连，其特性阻抗约为68Ω（这是屏蔽互连典型阻抗值50Ω和75Ω之间的折中值）。第二个更为传统的输入低通滤波器由R4和C5构成，截止频率为720kHz。
C2 10 μF的NP电解耦合电容器和R5 27 kΩ 的并联返回电阻在0.6Hz处形成滚降。
电阻R3（4.7Ω）D1 D2 C3将RCA连接器地线与电路地线隔离，从而降低了地环路的影响。
负反馈分流电阻R14通过C8（220- μF 的BP电解电容器）返回至RCA连接器地线。这种配置结合R4对R5的微弱衰减作用，使放大器具备部分差分输入特性。
负反馈电阻由两个串联的1-W金属薄膜电阻（R16和R19）组成，可最大限度减少该关键位置的电阻电压和温度失真。负反馈分流电阻R14同样采用1-W金属薄膜类型。这些电阻共同将闭环增益设定为27倍（未计入R4和R5产生的0.5dB损耗）。反馈网络的合理低阻抗在低噪声与放大器输入电阻28kΩ之间实现了良好平衡。
负反馈电阻由一个13 kΩ 电阻与一个14 kΩ 电阻串联组成，通过串联两个反馈电阻可实现近似中心抽头。该电路可用于后续将描述的相位裕度与增益裕度测试。采用较小的反馈网络阻抗可略微降低噪声，但若需引入直流偏移，则需使用更小的输入返回电阻。
IPS输入返回电阻R5被设置为与负反馈电阻值相等，这可以平衡输入晶体管基极电流相等时产生的影响。在1 mA集电极电流下，当晶体管β值为100时，IPS的基极电流为10 μA 。这10 μA 电流流经27 kΩ时会产生270 mV的电压降。假如两个输入晶体管的β值匹配差异为10%，放大器输出端的偏置电压将变成27 mV，这凸显了输入对管合理β值匹配的重要性。

2.2.负反馈网络

无极性电解电容C8可将直流增益降至1，从而有效抑制输出端的直流偏移。这款220 μF /100V的无极电容与R14形成0.7Hz的低频阻尼特性。由于其高耐压等级，该电容几乎不会产生电解电容失真现象,该元件由尼吉康公司生产，专用于扬声器分频器（型号UKZ2A221MHM）。不过业界普遍建议，在关键位置使用此类电解电容时，应采用薄膜电容进行旁路处理。虽然电路图中未显示，但可以在C2和C8两端并联1 μF 聚丙烯电容。通过给C8加旁路电容还能有效消除高频状态下C8电感对反馈网络的影响。C8两端的钳位二极管D7和D8可防止输出端发生故障时出现过电压现象。尽管C4能承受100V电压，但如此高电压仍可能损坏输入级电路。

2.3.输入差分级（IPS）

该设计包含一个退化长尾对（LTP）输入级（Q1和Q6），配备电流镜负载和达林顿电压源放大器，如图所示。尾电流为2 mA，退化电阻R6 R10值为220 Ω。基极-基极保护钳位二极管D3和D4可防止输入差分对晶体管在故障条件下承受可能导致基极-发射极结齐纳击穿的大反向偏压。对于2N5401，基极-发射极击穿电压仅为6V。击穿导通可能损坏输入晶体管并导致β值退化。所选二极管为1N4149，其与经典的1N4148类似，但电容值更低。IPS和VAS电流源通过U4共享一个共同的中间滤波电压（25 V）进行供电。
由Q2和Q7构成的电流镜包含一个发射极跟随器“辅助”晶体管Q4，该晶体管为镜像晶体管提供基极电流。这种设计提升了镜像精度，使得两个IPS晶体管的集电极在2Vbe输入电压下保持相同直流电位，这得益于双晶体管达林顿VAS电路的设计。电流镜与VAS中的发射极退化电压降被统一处理，IPS集电极电压的均衡特性使得反并联1N4149钳位二极管D5和D6能够有效限制并平衡钳位条件下的电压摆幅。该方案既有效抑制了钳位效应产生的信号失真，又能在负钳位条件下限制VAS达林顿晶体管Q9的过流现象。为降低高频环境下的工作影响，在辅助晶体管基极至发射极之间接入了470皮法补偿电容C7，既提升了局部稳定性又未牺牲电流镜带宽，同时减少了高频环境下电流镜与VAS米勒补偿电路之间的高频干扰。

2.4.电压放大级（VAS）

由于Q12/2SC3503主晶体管的速度和极小的Early效应而表现出良好的性能，VAS限流晶体管Q8采用2N5551型，其电压be=0.66V@2mA，结合R20=47Ω，可形成30mA的电流限制。
在双晶体管VAS电路中，当发生负向钳位时，发射极跟随器Q9有时会承受过大的电流。正常工作状态下，负向钳位发生时，IPS输出端会试图更强烈地导通VAS晶体管，这种情况在使用电流镜负载时尤为明显。几乎所有IPS尾电流都会试图流入双晶体管VAS结构中第一个晶体管的基极。该晶体管会从其发射极向饱和状态下的VAS晶体管基极提供显著电流，最终流入其发射极及发射极退化电阻。第一个VAS晶体管可能出现至少20毫安的集电极电流尖峰。由于该晶体管两端几乎承受全轨电压，可能存在安全区域问题。为此，在VAS晶体管Q12基极串联了与IPS输出钳位器协同工作的限流电阻R20。
由于集电极钳位二极管的存在，IPS产生的电压摆幅有限，这会因VAS发射极电阻上的压降而限制Q9的电流承载能力。当发生负向钳位时，Q9的输入电压仅增加一个二极管压降值。但仅靠这一机制仍不足以有效抑制Q9的集电极电流。为实现更严格的电流限制，在Q9发射极与Q12基极之间串联接入47 Ω 电阻。当Q9向已饱和的Q12基极流过过量电流时，该电阻上的压降将对Q11电流产生自限效应，使电流被限制在更安全的6mA范围内。在52V电源电压下，Q9的耗散功率峰值约为300mW。

米勒补偿电容C9的27皮法电容值将增益交叉频率（ULGF）设定在略低于1兆赫兹。为获得最佳线性度，C9应选用额定电压≥100伏的COG陶瓷（或云母）电容。为提升 ULGF 以上频率范围的稳定性，我们在VAS输出节点并联接入由C11和R27构成的小型佐贝尔网络。该设计可确保该节点在极高频率下仍保持正阻抗特性，这对采用输出级三级放大时尤为关键。佐贝尔网络对整体补偿方案影响甚微，且对上升速率的干扰极小。需注意，在正向削波状态下，VAS周围的米勒并联反馈回路将失效，可能导致VAS输出阻抗升高，进而引发输出级不稳定现象。VAS输出节点的佐贝尔网络设计有效避免了这一问题。
前置驱动器的发射极电阻实际上由两个等值电阻（R28、R29）串联构成，
该设计为测试提供了中心抽头点。这种结构可使反馈回路可以从前置驱动器输出端闭合，特别适用于单独测试前端电路板。同时还能实现对输出级开环失真的精确测量。

2.5.偏置控制器（温度补偿电路）

与许多放大器中使用的简单Vbe倍增器偏置控制器不同，本设计采用了包含Q13和Q14两个晶体管的双Vbe倍增器结构。当前置驱动器、驱动器及输出晶体管全部集成在主散热器上时，采用单Vbe晶体管偏置控制器（其晶体管同样安装在散热器上）即可实现有效的温度补偿，因为所有晶体管的封装温度将保持相对一致。
本方案采用了不同的前置驱动器与驱动晶体管安装方式。前置驱动器晶体管未安装在主散热器上，因此其工作温度与驱动器及输出晶体管存在差异。为实现最佳补偿效果，建议采用独立的Vbe倍增器。其中，一个V be倍增器晶体管Q14 安装在散热器上，另一个则安装在电路板上。
双偏置控制器设计采用了一对串联连接的互补型Vbe倍压晶体管。其中晶体管Q14用于对驱动器和输出晶体管进行温度补偿，另一晶体管Q13则用于补偿前置驱动晶体管。Q14的Vbe倍压器中包含一个偏置微调电位器。
建议将NPN（2SC3503）安装在其中一个大功率晶体管的顶部，将功率晶体管固定在散热器上的同一颗螺丝上，接触部位使用导热硅脂。2SC3503的绝缘TO-126封装可轻松安装在散热器上或输出功率晶体管的外壳上。该封装通过约4Vbe的分压电压实现输出晶体管与驱动器的温度补偿。Q13（2SA1381）夹在前端板上的前置驱动晶体管之间，三个晶体管的接口处采用散热器互相耦合，其分压电压约为2Vbe，以满足前置驱动器所需的偏置电压。
两个前置驱动器的总耗散功率约为1.3 W，一个小型散热器安装在3个晶体管组成的组上。或者，Q13、Q15和Q16可安装在共同的散热片上，该散热片同时兼具简易散热器功能。
双偏置控制器结构在预热阶段能提供优异的稳定性，同时避免前置驱动器承受主散热器因功率输出变化而产生的显著温差影响。前置驱动器晶体管在A类放大器中几乎保持恒定功率运行，因此无需承受此类温度波动。由于三重EF输出级中存在多个Vbe电压降（共6个），这种双偏置控制器方案对三重EF输出级的偏置稳定性具有显著提升作用。
在偏置控制器中新增了一个容量达1000 μF的超大旁路电容器。该大容量电容在正向钳位期间当VAS电流归零时，可作为偏置控制器的储能电容使用。这种设计能有效降低此类工况下偏置控制器崩溃的影响。若发生此类崩溃，可能导致偏置电压出现时间依赖性放电现象，从而产生持续至钳位间隔后的偏置误差残留效应。由于单端式VAS电流源在负向钳位时不会截止，因此仅在单端钳位周期中会出现这种现象。这种情况可在推挽式VAS的两个半周期内同时发生。
偏置控制器的电压骤降对大振幅低频信号影响显著，例如在20Hz频率下，半周期可能持续25毫秒。该半周期中部分时间可能引发放大器削波现象。假设采用15毫秒的削波间隔时间，并将电容器选型时允许的最大偏置控制器电压下垂幅度设定为26毫伏（对应半静态偏置电压），此时控制器电压下垂的主要原因是控制器旁路电容器通过电阻R23、R24、R25、R26、R32放电所致。该假设基于正向削波工况下偏置控制器晶体管无电流流过。若Vbe倍频电阻中流过1mA电流且采用1000 μF 控制器旁路电容器时，电压骤降幅度将被限制在15毫伏范围内。

2.6.电流限制

两组串联的1N4149型自然限流二极管D9-D12从偏置扩展器两端连接至输出轨，这些二极管也被称为“飞桥二极管”。当输出射极电阻上的电压降超过设定阈值时，这些二极管会将VAS输出电压相对于输出轨进行钳位，从而防止输出级输出电流超过预设的最大值。假设总扩散电压约为3.8 V，二极管导通电压为0.6 V。扩压器一端的电压需要达到约其自身电压值的一半加上二极管压降，此时限流二极管才会导通以抑制电流进一步上升。具体而言，该电压值约为2.5伏。采用0.22 Ω 发射极电阻时，每个输出晶体管的峰值电流限制在约11安培。短路保护电路的介入可将该峰值电流持续时间压缩至极短时段。若超过此时限，扬声器继电器将自动断开。实际应用中，峰值电流限制值会略低于11安培，因为该简化分析未考虑输出级在此工况下产生的额外Vbe压降。为此，系统采用串联配置两个二极管进行保护。
在输出三极管的情况下，当偏置电压差约为6Vbe时，若无输出电流流过，钳位二极管对将承受3V反向偏置。若流经足够电流导致偏置扩展器两端出现3Vbe反向偏置加上2个二极管压降的变化，则二极管将变为正向偏置状态，从而阻止输出电流的进一步增加。
此处的五个PN结压降约为3V，大部分变化最终会通过R E施加在R E=0.22Ω上，这相当于每个输出晶体管的电流限制约为13.6A。在这些高电流下，基极阻滞电阻器中会出现一定的电压降，且输出晶体管的V be会增大。因此，实际电流限制较小，约为11A。采用两对输出时，总输出电流将达到22A。这一高电流限制阈值使得放大器能够短暂地向2 Ω 负载提供44V电压。

zhp1029

筑明 发表于 2026-8-29 10:02
继续，续上262楼，几年前学习262楼BOB CORDELL的著作后对放大器的原理有更深的认识，BOB的实践经验非常丰富 ...

是这个原理图吗？

HIFI5200

zhp1029 发表于 2026-8-29 16:18
是这个原理图吗？

Q17,18流过21毫安时，R36,37上的压降为0.462V，末级功率管导通吗？

筑明

zhp1029 发表于 2026-8-29 16:18
是这个原理图吗？

基本一样，我的图有少许改动，按我的图纸去看文字才能对号入座。

cm641300

很好的项目，设计成功后希望出套件，搞一套玩玩

cm641300

筑明 发表于 2026-8-29 10:02
继续，续上262楼，几年前学习262楼BOB CORDELL的著作后对放大器的原理有更深的认识，BOB的实践经验非常丰富 ...

筑明老师，是否可以设计成电压放大级能够独立供电的版本？

独立供电好处是明显的：电压放大级线性不受输出级电源电压跌落的影响，高于输出级供电电压，放大级线性更好，资料说可以提高输出级功率。

发烧求败

中国的DIY风气与外国完全不同  外国是热烈的拥抱新技术 中国是强烈地拒绝新技术

ls0001

发烧求败 发表于 2026-8-29 23:11
中国的DIY风气与外国完全不同  外国是热烈的拥抱新技术 中国是强烈地拒绝新技术

确实，其实中国老早就发明了化学和物理，可是只用来跳大神，欺骗民众。

筑明

cm641300 发表于 2026-8-29 22:46
筑明老师，是否可以设计成电压放大级能够独立供电的版本？

独立供电好处是明显的：电压放大级线性不受 ...

这个不难，稳压对某些PSRR低的线路有效，就是变压器不好找。

hzy1234

      为了给K135、J50双并寻找合适的功放板。我开始用买套件DIY功放板。在各位大师以及网友的热心指导下。已经进行了两套单声道功放板的安装测量，现在同时开工第3第4套单声道功放板。从差分级、大功率管、电源的选择，以及测量方便程度来分亨一下我的体会，以引发各位网友的思维。
1、电源供给最好是范围要宽一些，从30伏到 70伏左右。低电压有利于调试时降低电压，避免烧管。高电压有利于网友手中的变压器利用。
2、差分级输入如果借鉴OM2.7以及外网DIY‘蜜獾’架构，这样差分管就可以选择低电压高性能的小管，这样的小管选择就多了。
3、大功率管的温度控制。在使用成熟电路的同时采用”黑盒子”电路类似的思路。因为温度变化导致功率管静态电流变化，这个电流变化非常灵敏快速，比测量温度反应速度要快很多。如果用取样的电流变化值，来控制静态工作点的电压（mos管等）或者电流（BJT管）。这样大功率管的选择范围就大了去了。P mos, V mos， IGBT等等，以及各种工业用大功率晶体管，说不一定都可以适应。
4、前贴以己经说过的模块化设计。这方便测量调试。各功能分成不同的小板。各小板能单独进行测试。测试完毕以后装到一起统调。这有两种方法。①用一个大的底板承载小模块。②各模块通过插件（针）相连。这可以简化DIY的复杂程度，可玩性就多了。
      这些如果让一个人完成电路设计，似乎工程有点大。不知道怎么办。

筑明

3.输出级



3.1驱动器与输出

    输出级和输出网络如图所示。输出级为Locanthi三极管，具有两组输出对管。发射极电阻值为0.22Ω，当满足Oliver标准（R E两端电压为26mV）时，每对的空载电流为118mA，这降低了交越失真并扩大了A类工作区。峰值A类电流为4×118mA=472mA，相当于约1W输入8Ω时的电流。
    三极管跟随器的使用在提供高输出电流和低失真方面起着重要作用。许多放大器仅采用双三极管跟随器（达林顿）输出级，当驱动晶体管β值为100且输出晶体管β值为50时，其总电流增益仅为5000。在驱动大电流且输出晶体管出现β值下降时，总电流增益可能更低。8Ω负载将向VAS的高阻抗输出节点呈现40kΩ的负载，当放大器输出100瓦时，VAS需提供1mA电流。这相当于VAS 10mA偏置电流的10%，并会显著改变工作点从而导致失真。当4 Ω 负载被驱动至200瓦且必须向β值下降更严重的输出级提供2mA或更多电流时，情况会进一步恶化。若2 Ω 负载被驱动至高功率且输出级承受更大β值下降时，情况将更加严峻。即使放大器并非设计用于向2 Ω 负载提供理论上的400瓦输出，这一问题仍需引起重视。三级发射极跟随器将提供100倍于前级驱动晶体管β值为100时的总电流增益。这相当于500,000倍的电流增益，当向2- Ω 负载提供20A电流时，VAS只需向输出级提供40μA。这也意味着在驱动2- Ω 负载时，VAS将承受1MΩ的轻负载。与某些输出级不同，Locanthi T电路中的前置驱动级和驱动级采用A类工作模式，这进一步有助于输出级实现低失真特性。
    （ 注：Oliver标准的核心由来是令外部发射极电Re等于BJT的动态发射极电阻re，此Re两端压降恰好等于热电压 VT≈26mV，从而使甲乙类输出级在静态与大信号极端下的输出阻抗一致，最小化交越失真。）

3.2.输出级与输出网络

    驱动器发射极电阻由两个等值电阻（R5、R10）串联构成，用于提供测试用中心抽头。正常工作时30mA的驱动偏置电流通过消耗基极存储电荷，可快速关断输出晶体管。为抑制多输出对并联连接时可能产生的高频振荡，每个输出晶体管基极均串联连接有基极阻尼电阻。这些电阻采用4.7 Ω 、1-W金属氧化物薄膜（MOF）类型。
    输出级发射极电阻器必须能够通过较大电流，并具备耗散数瓦功率的能力。同时，它们最好是非感性的。通常的做法是使用两个0.47Ω非感性绕线功率电阻器并联来替代RE。在该放大器中，采用了0.22Ω、3-W的 MOF 电阻器。这些电阻器几乎不具有电感特性，并能提供足够的功率耗散能力。因此，该放大器避免使用绕线电阻器。
    RE电阻器中的总功率耗散可通过以下方式计算：由于R E产生的净输出电阻会按其在输出级中与负载电阻相比所形成的串联电阻比例，耗散部分传输至负载的功率。在此放大器中，RE电阻器在大信号条件下贡献的净输出电阻为0.11Ω，相当于4Ω负载的2.8%。若放大器向4Ω负载传输250W功率，则4个RE电阻器中的总耗散功率为7W，且每个电阻器的耗散功率均小于2W。这种功率损耗仅会在持续全功率测试中出现。为实现最佳功率耗散效果，发射极电阻器应采用垂直安装方式（一端从顶部引出并沿侧面延伸），或距离PCB板6mm距离安装。 MOF 电阻器能够在电路周期的短暂时段内承载大电流而不发生损坏或性能衰减。如上例所示，每个电阻器需承受5.6A的瞬时峰值电流，并产生1.2V电压降，对应的峰值功率耗散约为7W。
    260V、15A、200W功率晶体管MJL3281A和MJL1302A采用穿孔发射极结构，可实现高f T（30MHz）以及在大电流下降低β值和f T下降率。这些晶体管还具有良好的安全工作区域。
    保护二极管D2和D3连接在输出节点与各电源轨之间，当电感负载导致输出节点电压突然超过电源轨电压时，可防止输出晶体管发生反向偏置。反向二极管D1和D4接地连接于各电源轨，当出现电源轨故障（如某条电源轨失效）时，可避免电源轨电压发生反向极性变化。
    在所有放大器设计方案中，电源轨退耦技术至关重要。具体实现时，会在功率晶体管处设置1000 μF 的旁路电路，以最大限度减少高频电流通过线路回流至电源。信号电流则倾向于通过旁路电容器进行局部循环传输。这些电容器的接地端相互连接，其节点再接入接地线网络，从而促进电流局部循环，并有效降低循环电流的净总量穿过主接地线。所有电解耦合电容器均采用0.1 μF 金属化聚丙烯薄膜电容器进行旁路。电源线与输出级之间的耦合效应已逐步从输出级回退至前置驱动器及IPS/VAS电路。这种设计通过抑制输出晶体管在高频段向驱动器和前置驱动器产生的意外耦合，进一步提升了输出三极管的稳定性。这些退耦网络的低R-C阻抗特性类似佐贝尔网络，能有效抑制导线电感导致的电源线高频谐振现象。此外，新增的电源线滤波功能为高灵敏度的IPS/VAS电路提供了更纯净的供电环境。为确保前级电路的电压裕度，这些R-C网络两端的直流电压降被严格控制在1伏以下。

3.3.输出网络

    由C3和R13组成的主要R-C Zobel网络在高频下为输出级提供最小电阻负载，确保稳定性。其数值相对不关键，但此处采用了0.022 μF 和10 Ω的组合，该网络应物理位置靠近输出晶体管，并尽量减少布线电感。
    31.6 Vrms对应约125 W输入8Ω时，10Ω电阻器在40 kHz下的功率耗散为0.6 W。采用2W金属氧化物薄膜（MOF）电阻器，避免了可能具有电感特性的绕线电阻器需求。这足以满足大多数正常工作条件及40 kHz以下的全功率测试需求。电阻器应距离PCB板外6mm安装。若持续存在严重的高阶寄生振荡，可能导致电阻器烧毁，但这将是用户最无需担心的问题。
    由U3和R8组成的L-R串联网络通过在高频下将电容性负载与输出级隔离，从而保持稳定性。相对较小的Ω值和1.5 μH 为该放大器提供了足够的隔离效果。该网络在约230 kHz以上呈现电阻特性。线圈在20 kHz时的阻抗约为0.2 Ω。
    当驱动8 Ω 负载时，这将导致20 kHz处的损耗小于0.03 dB。由于线圈在20 kHz时的阻抗上升至0.2 Ω，因此20 kHz处的阻尼系数（DF）将限制在约40。
在高功率水平下进行连续高频测试时，R8的耗散是一个需要关注的问题。
    对于250 W输入到4Ω在20 kHz下的情况，1.5 μH 线圈两端会出现1.6 V rms电压，导致电阻器中耗散1.2 W功率。这种功率耗散随频率的平方增加。在40 kHz频率下对4- Ω 负载进行连续全功率测试时，耗散约为4.8 W。此处使用3-W MOF 电阻器，因为认识到在正常操作中高耗散情况较为罕见,这里应避免使用绕线电阻器。
    在更高频率（如40 kHz）下进行全功率测试时，应控制在20秒以内。对2- Ω 负载进行全功率测试时，频率应限制在30 kHz以内。这些电阻器应距离PCB板外6mm安装。如果放大器在极高频率下出现持续振荡，电阻器耗散也是一个需要关注的问题，但这种情况下电阻器过热可能是最不严重的问题。
    1.5 μH 输出线圈由12匝直径为0.5英寸的18 AWG 磁线组成，线圈长度约为 0.5英寸。此类线圈可独立使用，无需前板。切勿将线圈缠绕在R8上。应使用线圈掺杂剂或等效材料固定绕组并抑制振动倾向。亦可采用自粘磁线，其表面粘合层可通过热风枪激活。线圈电阻约为10 mΩ ，会导致部分功率损耗。线圈损耗与线圈电阻占负载阻抗的比例成正比。若10 mΩ 线圈负载4Ω，则线圈将耗散负载功率的0.25%。当输出功率为250W时，线圈耗散功率为0.6W。该数值较小，仅在连续正弦波测试中出现。线圈应尽可能远离任何铁磁材料，例如钢制外壳。