建议论坛共创一个功放

hxg606

HIFI5200 发表于 2026-8-5 11:00
既然是模块，电流级不用动，更换电压级，不用焊接，用接插件连接，这样很方便。筑大师的这个想法很好，我 ...

新画了个板子，前级用2.54标准插针和插座联接，后级电流级可以适应两种功率管，一种BEC,一种BCE;

无语密码

hxg606 发表于 2026-8-5 14:46
我就是这个意思，几个模块可以选择自己中意的用；

LZ用·模块，就是能让大家玩的开心，有能少花钱。

但还缺一个温补模块。理论上是不需要的。
在论坛里，也许我玩温补的时间最长，所以·会·把静态电流稳定性作为极高级别看待。
它的参数仅仅对信号细节影响很大的，但又极难做到极致。

这也是不想玩模块的原因，当温度几乎不再影响音质时，功放才能发挥到最高的极限。

hxg606

无语密码 发表于 2026-8-5 15:28
LZ用·模块，就是能让大家玩的开心，有能少花钱。

但还缺一个温补模块。理论上是不需要的。

模块里没有温补，可以在后级电流放大电路里设计上，元件不多，也好设计上，我这里是在板子上；

Astralark

筑明 发表于 2026-7-21 20:37
BC-1功放的IPS+VAS+EF板的打板文件、电路图、BOM单已经放到网盘中了，这个板子是双面板。

看到都是这个 2X14P 连接，不知道这个和小金刚狼板通用么

筑明

Astralark 发表于 2026-8-5 23:27
看到都是这个 2X14P 连接，不知道这个和小金刚狼板通用么

不通用，这个电流板偏小，很多东西放不下。

scg19941115

谢谢筑明老师分享。

浪漫520

支持筑明老师！赞！

旧城以西

支持，谢谢筑明老师的倡导。

hxg606

攻放电路琳琅满目，每个人钟情的电路又都不一样，很难说有一个大家都喜欢的电路，我个人认为现在功放电路效果都差不多；

筑明

继续，续上262楼，几年前学习262楼BOB CORDELL的著作后对放大器的原理有更深的认识，BOB的实践经验非常丰富，不是纯理论的工程师，这本书很值得一读。
结合262楼的著作、BC-1功放的PPT及个人理解，试图解析一下BC-1的设计思路、工作原理、关键技术要点，因本人的非专业性，如有错误之处请各位指正。

该放大器虽结构简单，但性能表现优异且具备出色的抗干扰能力，其设计初衷正是追求卓越的可靠性。该放大器采用两组输出对管，可在±52V（负载状态下）电源轨向8Ω负载输出约125瓦功率。通过调整电源轨电压、增加额外输出三极管对管及散热装置，可实现功率等级高于150瓦的功率放大器。
关键性能指标包括：

• 向8 Ω 负载输入125 W功率，电源轨电压±52 V ；
• 全功率THD+N值在1kHz时为0.0006%，在20kHz时为0.007%；
• 在80 kHz噪声带宽下未加权信噪比为105 dB；
• 7.5 nV/√Hz 输入参考噪声密度；
• 高电流输出；
• 性能稳定且适用于2 Ω 负载；
• 可扩展至更高功率级的实施方案；
  

1. 基础设计
如上图所示，其特征包括：

• 将增益设置为29 dB，使得1 Vrms输入可以在8 Ω时产生100 W的输出功率；
• 三级发射极跟随器输出级；
• 全二极管钳位跨负反馈网络电容器以实现故障保护；
• 二极管钳位跨输入差分对以实现晶体管保护；
• 二极管钳位跨接IPS差分输出端以实现更干净的削波；
• 环路增益频率为1 MHz ；
• 用于提高稳定性的VAS输出Zobel网络；
• 双Vbe倍增益偏置控制器（带旁路/储电容）；
• 从偏置控制器到输出轨的限流二极管；
• 快速输出晶体管（MJL3281/1302）
• 电源轨道反向保护二极管
  

2. 前端：IPS、VAS及预驱动级
放大器前端结构（包含输入级IPS、电压放大级VAS和输出级OPS）
如上图所示，其电路设计涵盖从输入端到前置驱动器的所有放大电路模块，均集成于独立电路板上。输出级（含驱动器）则部署于第二块电路板，该电路板固定于散热器表面，保护电路模块则集成于第三块独立电路板上。

2.1.放大器前端输入网络

功率放大器的核心部分可视为功率运算放大器。仔细观察其输入端与反馈网络结构，可见该放大器的配置方式与单运放差分放大器类似。这种设计能有效抑制输入电缆屏蔽层与中心导体之间共存信号的共模干扰。
由R1和C1构成的首个输入低通滤波器具有双重功能，首先，它在23 MHz处提供滚降特性，这是抵御高频电磁干扰（EMI）的第一道防线，其次，它在高频下终止输入互连，其特性阻抗约为68Ω（这是屏蔽互连典型阻抗值50Ω和75Ω之间的折中值）。第二个更为传统的输入低通滤波器由R4和C5构成，截止频率为720kHz。
C2 10 μF的NP电解耦合电容器和R5 27 kΩ 的并联返回电阻在0.6Hz处形成滚降。
电阻R3（4.7Ω）D1 D2 C3将RCA连接器地线与电路地线隔离，从而降低了地环路的影响。
负反馈分流电阻R14通过C8（220- μF 的BP电解电容器）返回至RCA连接器地线。这种配置结合R4对R5的微弱衰减作用，使放大器具备部分差分输入特性。
负反馈电阻由两个串联的1-W金属薄膜电阻（R16和R19）组成，可最大限度减少该关键位置的电阻电压和温度失真。负反馈分流电阻R14同样采用1-W金属薄膜类型。这些电阻共同将闭环增益设定为27倍（未计入R4和R5产生的0.5dB损耗）。反馈网络的合理低阻抗在低噪声与放大器输入电阻28kΩ之间实现了良好平衡。
负反馈电阻由一个13 kΩ 电阻与一个14 kΩ 电阻串联组成，通过串联两个反馈电阻可实现近似中心抽头。该电路可用于后续将描述的相位裕度与增益裕度测试。采用较小的反馈网络阻抗可略微降低噪声，但若需引入直流偏移，则需使用更小的输入返回电阻。
IPS输入返回电阻R5被设置为与负反馈电阻值相等，这可以平衡输入晶体管基极电流相等时产生的影响。在1 mA集电极电流下，当晶体管β值为100时，IPS的基极电流为10 μA 。这10 μA 电流流经27 kΩ时会产生270 mV的电压降。假如两个输入晶体管的β值匹配差异为10%，放大器输出端的偏置电压将变成27 mV，这凸显了输入对管合理β值匹配的重要性。

2.2.负反馈网络

无极性电解电容C8可将直流增益降至1，从而有效抑制输出端的直流偏移。这款220 μF /100V的无极电容与R14形成0.7Hz的低频阻尼特性。由于其高耐压等级，该电容几乎不会产生电解电容失真现象,该元件由尼吉康公司生产，专用于扬声器分频器（型号UKZ2A221MHM）。不过业界普遍建议，在关键位置使用此类电解电容时，应采用薄膜电容进行旁路处理。虽然电路图中未显示，但可以在C2和C8两端并联1 μF 聚丙烯电容。通过给C8加旁路电容还能有效消除高频状态下C8电感对反馈网络的影响。C8两端的钳位二极管D7和D8可防止输出端发生故障时出现过电压现象。尽管C4能承受100V电压，但如此高电压仍可能损坏输入级电路。

2.3.输入差分级（IPS）

该设计包含一个退化长尾对（LTP）输入级（Q1和Q6），配备电流镜负载和达林顿电压源放大器，如图所示。尾电流为2 mA，退化电阻R6 R10值为220 Ω。基极-基极保护钳位二极管D3和D4可防止输入差分对晶体管在故障条件下承受可能导致基极-发射极结齐纳击穿的大反向偏压。对于2N5401，基极-发射极击穿电压仅为6V。击穿导通可能损坏输入晶体管并导致β值退化。所选二极管为1N4149，其与经典的1N4148类似，但电容值更低。IPS和VAS电流源通过U4共享一个共同的中间滤波电压（25 V）进行供电。
由Q2和Q7构成的电流镜包含一个发射极跟随器“辅助”晶体管Q4，该晶体管为镜像晶体管提供基极电流。这种设计提升了镜像精度，使得两个IPS晶体管的集电极在2Vbe输入电压下保持相同直流电位，这得益于双晶体管达林顿VAS电路的设计。电流镜与VAS中的发射极退化电压降被统一处理，IPS集电极电压的均衡特性使得反并联1N4149钳位二极管D5和D6能够有效限制并平衡钳位条件下的电压摆幅。该方案既有效抑制了钳位效应产生的信号失真，又能在负钳位条件下限制VAS达林顿晶体管Q9的过流现象。为降低高频环境下的工作影响，在辅助晶体管基极至发射极之间接入了470皮法补偿电容C7，既提升了局部稳定性又未牺牲电流镜带宽，同时减少了高频环境下电流镜与VAS米勒补偿电路之间的高频干扰。

2.4.电压放大级（VAS）

由于Q12/2SC3503主晶体管的速度和极小的Early效应而表现出良好的性能，VAS限流晶体管Q8采用2N5551型，其电压be=0.66V@2mA，结合R20=47Ω，可形成30mA的电流限制。
在双晶体管VAS电路中，当发生负向钳位时，发射极跟随器Q9有时会承受过大的电流。正常工作状态下，负向钳位发生时，IPS输出端会试图更强烈地导通VAS晶体管，这种情况在使用电流镜负载时尤为明显。几乎所有IPS尾电流都会试图流入双晶体管VAS结构中第一个晶体管的基极。该晶体管会从其发射极向饱和状态下的VAS晶体管基极提供显著电流，最终流入其发射极及发射极退化电阻。第一个VAS晶体管可能出现至少20毫安的集电极电流尖峰。由于该晶体管两端几乎承受全轨电压，可能存在安全区域问题。为此，在VAS晶体管Q12基极串联了与IPS输出钳位器协同工作的限流电阻R20。
由于集电极钳位二极管的存在，IPS产生的电压摆幅有限，这会因VAS发射极电阻上的压降而限制Q9的电流承载能力。当发生负向钳位时，Q9的输入电压仅增加一个二极管压降值。但仅靠这一机制仍不足以有效抑制Q9的集电极电流。为实现更严格的电流限制，在Q9发射极与Q12基极之间串联接入47 Ω 电阻。当Q9向已饱和的Q12基极流过过量电流时，该电阻上的压降将对Q11电流产生自限效应，使电流被限制在更安全的6mA范围内。在52V电源电压下，Q9的耗散功率峰值约为300mW。

米勒补偿电容C9的27皮法电容值将增益交叉频率（ULGF）设定在略低于1兆赫兹。为获得最佳线性度，C9应选用额定电压≥100伏的COG陶瓷（或云母）电容。为提升 ULGF 以上频率范围的稳定性，我们在VAS输出节点并联接入由C11和R27构成的小型佐贝尔网络。该设计可确保该节点在极高频率下仍保持正阻抗特性，这对采用输出级三级放大时尤为关键。佐贝尔网络对整体补偿方案影响甚微，且对上升速率的干扰极小。需注意，在正向削波状态下，VAS周围的米勒并联反馈回路将失效，可能导致VAS输出阻抗升高，进而引发输出级不稳定现象。VAS输出节点的佐贝尔网络设计有效避免了这一问题。
前置驱动器的发射极电阻实际上由两个等值电阻（R28、R29）串联构成，
该设计为测试提供了中心抽头点。这种结构可使反馈回路可以从前置驱动器输出端闭合，特别适用于单独测试前端电路板。同时还能实现对输出级开环失真的精确测量。

2.5.偏置控制器（温度补偿电路）

与许多放大器中使用的简单Vbe倍增器偏置控制器不同，本设计采用了包含Q13和Q14两个晶体管的双Vbe倍增器结构。当前置驱动器、驱动器及输出晶体管全部集成在主散热器上时，采用单Vbe晶体管偏置控制器（其晶体管同样安装在散热器上）即可实现有效的温度补偿，因为所有晶体管的封装温度将保持相对一致。
本方案采用了不同的前置驱动器与驱动晶体管安装方式。前置驱动器晶体管未安装在主散热器上，因此其工作温度与驱动器及输出晶体管存在差异。为实现最佳补偿效果，建议采用独立的Vbe倍增器。其中，一个V be倍增器晶体管Q14 安装在散热器上，另一个则安装在电路板上。
双偏置控制器设计采用了一对串联连接的互补型Vbe倍压晶体管。其中晶体管Q14用于对驱动器和输出晶体管进行温度补偿，另一晶体管Q13则用于补偿前置驱动晶体管。Q14的Vbe倍压器中包含一个偏置微调电位器。
建议将NPN（2SC3503）安装在其中一个大功率晶体管的顶部，将功率晶体管固定在散热器上的同一颗螺丝上，接触部位使用导热硅脂。2SC3503的绝缘TO-126封装可轻松安装在散热器上或输出功率晶体管的外壳上。该封装通过约4Vbe的分压电压实现输出晶体管与驱动器的温度补偿。Q13（2SA1381）夹在前端板上的前置驱动晶体管之间，三个晶体管的接口处采用散热器互相耦合，其分压电压约为2Vbe，以满足前置驱动器所需的偏置电压。
两个前置驱动器的总耗散功率约为1.3 W，一个小型散热器安装在3个晶体管组成的组上。或者，Q13、Q15和Q16可安装在共同的散热片上，该散热片同时兼具简易散热器功能。
双偏置控制器结构在预热阶段能提供优异的稳定性，同时避免前置驱动器承受主散热器因功率输出变化而产生的显著温差影响。前置驱动器晶体管在A类放大器中几乎保持恒定功率运行，因此无需承受此类温度波动。由于三重EF输出级中存在多个Vbe电压降（共6个），这种双偏置控制器方案对三重EF输出级的偏置稳定性具有显著提升作用。
在偏置控制器中新增了一个容量达1000 μF的超大旁路电容器。该大容量电容在正向钳位期间当VAS电流归零时，可作为偏置控制器的储能电容使用。这种设计能有效降低此类工况下偏置控制器崩溃的影响。若发生此类崩溃，可能导致偏置电压出现时间依赖性放电现象，从而产生持续至钳位间隔后的偏置误差残留效应。由于单端式VAS电流源在负向钳位时不会截止，因此仅在单端钳位周期中会出现这种现象。这种情况可在推挽式VAS的两个半周期内同时发生。
偏置控制器的电压骤降对大振幅低频信号影响显著，例如在20Hz频率下，半周期可能持续25毫秒。该半周期中部分时间可能引发放大器削波现象。假设采用15毫秒的削波间隔时间，并将电容器选型时允许的最大偏置控制器电压下垂幅度设定为26毫伏（对应半静态偏置电压），此时控制器电压下垂的主要原因是控制器旁路电容器通过电阻R23、R24、R25、R26、R32放电所致。该假设基于正向削波工况下偏置控制器晶体管无电流流过。若Vbe倍频电阻中流过1mA电流且采用1000 μF 控制器旁路电容器时，电压骤降幅度将被限制在15毫伏范围内。

2.6.电流限制

两组串联的1N4149型自然限流二极管D9-D12从偏置扩展器两端连接至输出轨，这些二极管也被称为“飞桥二极管”。当输出射极电阻上的电压降超过设定阈值时，这些二极管会将VAS输出电压相对于输出轨进行钳位，从而防止输出级输出电流超过预设的最大值。假设总扩散电压约为3.8 V，二极管导通电压为0.6 V。扩压器一端的电压需要达到约其自身电压值的一半加上二极管压降，此时限流二极管才会导通以抑制电流进一步上升。具体而言，该电压值约为2.5伏。采用0.22 Ω 发射极电阻时，每个输出晶体管的峰值电流限制在约11安培。短路保护电路的介入可将该峰值电流持续时间压缩至极短时段。若超过此时限，扬声器继电器将自动断开。实际应用中，峰值电流限制值会略低于11安培，因为该简化分析未考虑输出级在此工况下产生的额外Vbe压降。为此，系统采用串联配置两个二极管进行保护。
在输出三极管的情况下，当偏置电压差约为6Vbe时，若无输出电流流过，钳位二极管对将承受3V反向偏置。若流经足够电流导致偏置扩展器两端出现3Vbe反向偏置加上2个二极管压降的变化，则二极管将变为正向偏置状态，从而阻止输出电流的进一步增加。
此处的五个PN结压降约为3V，大部分变化最终会通过R E施加在R E=0.22Ω上，这相当于每个输出晶体管的电流限制约为13.6A。在这些高电流下，基极阻滞电阻器中会出现一定的电压降，且输出晶体管的V be会增大。因此，实际电流限制较小，约为11A。采用两对输出时，总输出电流将达到22A。这一高电流限制阈值使得放大器能够短暂地向2 Ω 负载提供44V电压。