OPA2604-AD815-MJ4502-CSPP电路仿真

牛哥

HuLidiy 发表于 2015-1-22 13:58
输出管用大灵顿好像也不用温补？

使用达林顿，因为死区电压高一些，应用于乙类电路的时候，失真比较大。
但是输出管就没有静态电流，应该也不用温补了，但是功率较大输出的时候，因为效率问题管子一样会发热，足够面积的散热器还是必须的。

xianrenb

牛哥 发表于 2015-1-22 13:34
实在是懒得动手了，谁愿意画板谁画板吧，有时间了，倒是可以试试乙类的电路，线路简单可以洞洞一个先试 ...

35 楼中，U1A 与 U2A 间及U1B 与 U2B 间有环路。
或者应先展示／检查环路增益测出增益裕度及相位裕度是否恰当。

牛哥

xianrenb 发表于 2015-1-23 09:44
35 楼中，U1A 与 U2A 间及U1B 与 U2B 间有环路。
或者应先展示／检查环路增益测出增益裕度及相位裕度是 ...

是的，二者之间是有环路的，这要是从两方面考虑的：
1、本来理论上单独使用AD815是可以的，可惜的这类运放在实际运用的时候，输出直流电压比较大，甚至可以达到几十MV，尤其是闭环增益比较高的时候。
为了解决这个问题，一般是采用较小的闭环增益，或者使用使用直流伺服电路。一般的认为直流伺服电路会给电路的音质带来不利影响。
2、一般的情况下，AD815这类电流型的运放，转换速率很高，增益带宽很大，声音偏向直白，快速，前端用一个普通的好声运放，OPA2604之类的双运放，可望能稍微改变一下音质走向，同时因为二者是直藕，也解决了AD815的输出直流偏大的问题。
    对于环路增益问题，只是做了初步的考虑，就35楼的电路来看，单臂整体电压增益大约16倍。AD815固定增益为2倍（技术手册辨明，AD815可以工作在单位增益的状态做缓冲器用，使用2倍的增益应该是没有i问题的。），OPZ2604提供8倍的增益，应该也是稳定的。
    但是如果把二者串联起来，可能会带来您说的增益和相位裕度问题，所以在1楼的原理图中，采用了大量的小容量电容作为补偿，实际制作中可供调整。同时单臂整体的开环增益，也可能根据需要调整。

xianrenb

牛哥 发表于 2015-1-23 11:36
是的，二者之间是有环路的，这要是从两方面考虑的：
1、本来理论上单独使用AD815是可以的，可惜的这类运 ...

我不是 Multisim 用家，但估计可以用 Multisim 执行 AC analysis 。
http://www.ni.com/tutorial/12690/en/

电路图设定方法可参考 LTspice 的附例：“examples\Educational\audioamp.asc”。

大概就是设定一个 AC 1 的恒压源放在环路中，一般就是放在最近反相输入端的地方。
这个恒压源近反相输入端的点叫 B ，另一点叫 A 的话，执行 AC analysis ， 算出／显示结果“V(A)/V(B)” 就是环路增益了。

我是从 LTspice 的附例中学懂的。
以我的理解，原理就是该恒压源本身 DC 电压为 0 ，即是能组成环路。
而 AC 电压设 1 ，代表分析后的结果数值按该值等于 1 V 来调整显示。
由于 AC 电压不是 0 ，两个接点就可以是不同的 AC 电压，可以容许／反影增益。
当然，两个电压之比，就是增益之值了。

牛哥

xianrenb 发表于 2015-1-23 12:26
我不是 Multisim 用家，但估计可以用 Multisim 执行 AC analysis 。
http://www.ni.com/tutorial/12690/ ...

谢谢.
按照您说的，对于35楼的图做了个仿真，得到这个结果，频带宽度问题不大，但是相位问题不小。模糊中有个记忆，大意是说CSPP电路在高频下，会产生两臂共态导通的问题，不知道问题是不是在这里。

牛哥

但是从上面的截图看，音频范围内工作，应该问题不大。

牛哥

去掉了输出端的补偿网络，使用纯电阻做负载的截图。

xianrenb

牛哥 发表于 2015-1-23 12:45
谢谢.
按照您说的，对于35楼的图做了个仿真，得到这个结果，频带宽度问题不大，但是相位问题不小。模糊 ...

那看来是 I(R12) 的值而不是环路增益。

xianrenb

xianrenb 发表于 2015-1-23 13:07
那看来是 I(R12) 的值而不是环路增益。

检查环路增益的原因是要测出增益裕度及相位裕度。

自激的原因可以说是因为反相输入接点输入了一个不断变大幅度的电压。
而要发生这个情况，就是增益裕度不当，亦即是相位为 -180 度时，环路增益大于 0 dB 。

牛哥

xianrenb 发表于 2015-1-23 13:26
检查环路增益的原因是要测出增益裕度及相位裕度。

自激的原因可以说是因为反相输入接点输入了一个不断 ...

我对Multisim这类的仿真软件也不太熟练，还要学习很多东西，下面的理解也不知道对不对。

但是从43楼的曲线图上面那条线可以看出来，在10HZ---200KHZ之间的范围内，输出信号的幅度变化比较小，几乎平直。而我们知道运算放大器交流频响的平直，就是靠着深度负反馈来实现的，这似乎是可以说明放大器的增益裕度是够用的。
下面那条线，也可以看出来在10HZ---200KHZ之间的范围内，信号的相位移也比较小，是否可以认为相位裕度也能满足要求？
曲线对应的是35楼的图，去掉输出端的电感电阻，阻容网络之后的仿真结果。

xianrenb

牛哥 发表于 2015-1-25 11:26
我对Multisim这类的仿真软件也不太熟练，还要学习很多东西，下面的理解也不知道对不对。

但是从43楼的 ...

假设开环增益是 A ，负回馈（增益）是 B ， Vi 为输入电压， Vo 为输出电压。
那么：

(Vi – Vo * B) * A = Vo

Vi * A = Vo * (1 + A * B)

Vo / Vi = A / (1 + A * B)

Vo/Vi 就是闭环增益。

由于开环增益一般很大，闭环增益差不多就是回馈（的倒数），即 1/B 。

而环路增益是 -A * B 。

所以若只计 dB 看大小，开环增益量（A）约等于环路增益量（A*B）加闭环增益量（1/B）。

我认为，若只看输出电流的变化的话，大概只能反影出闭环增益／回馈量而不是环路增益。
要看增益裕度及相位裕度，应该还是要看环路增益或开环增益的图表。
后者可用来估算出前者。

xianrenb

xianrenb 发表于 2015-1-23 13:26
检查环路增益的原因是要测出增益裕度及相位裕度。

自激的原因可以说是因为反相输入接点输入了一个不断 ...

我在 45 楼一时写错了。
对于负反馈，看环路增益是 0 度相位，看开环增益是 +/- 180 度相位。
要确保该点增益小于 0 dB 就能确保不自激。

山巅一寺一壶酒

修罗王 发表于 2015-2-6 11:50
CSPP，期待早日成为实际作品。

值得期待。

ahtlhn

顶一下，牛哥高手

xianrenb

磁铁 发表于 2015-2-12 10:36
这个电路理论上和BTL和平衡放大一样可以抵消正负放大器的失真中相同的部分，但由于器件本身的离散性，所以 ...

估计对称应该可以有效降低偶次谐波。
但这样设计能否有效降低奇次谐波？

xianrenb

磁铁 发表于 2015-2-12 19:50
不相信什么偶次失真好听、奇次失真就不好听的说法，失真就是失真，实在要说好听不好听也跟失真波形有关 ...

关于奇偶次谐波的问题，要视乎说法怎样及怎么理解。

正确的说法，大概应为若 THD 数值一样，越高次谐波越正常地偏低的话，偶次谐波较多的会比奇次谐波较多的好听一点。

由于高次谐波太小，所以实质分别，几乎就是有 2 倍频率的谐波失真好，还是有 3 倍频率的谐波失真好。

例如 A4 音(440 Hz) ，就会是 A5音（~880 Hz）及 E6 音（~1320 Hz）的失真。
http://en.wikipedia.org/wiki/Piano_key_frequencies

而前者是高八度音，后者是不同的（字母）音。
前者高低音（A4/A5）分别比后者（A4/E6）不明显。

所以，就有偶次谐波失真比奇次谐波失真较好听之说。
不过，实质上应考虑细节如何。

另外，我同意放大器好听不等于有高的保真效能。
高保真是以还原原音为目标，即是以输出几乎等于输入为目标，而不是输出较好听的音乐。
若目标为将不好听的输入音乐变成好聴的输出音乐，大概方法属于所谓的 LO-FI 而不是 HI-FI 。