对 6550推挽电路放大倍数，负反馈量，阻尼系数，输出阻抗等的计算问题

攀登

早期折腾机器的时候留下一套隔壁论坛1314的6550推挽套牛，三个6550电子管，而最近又比较空闲，所以打算搞一个6550推挽。
纵观网上的有关电路图，大多是屏阴倒相或者一级长尾倒相，自己手头diy有两个推挽功放，一个是屏阴加长尾，一个自平衡倒相，以前也有过威廉逊的屏阴倒相功放，这次打算搞一个不同的。
听网友说这个Michaelson & Austin tva-1电路不错，想试试看。

原先电路图是超线性接法，而本人的牛是标准接法的，因此必须对电路进行一点修改，改成标准接法后，电路的输出内阻大许多，因此打算增加一点负反馈来减少内阻，提高阻尼。而且，为了省钱，第一二级间打算搞成直偶，最后本人将电路图修改成下面这个样子，这样的修改有没有什么问题，还请高手多批评指导。

由于要修改电路，就必须知道电路的放大倍数，这个电路的两级差分倒相方式的放大倍数的计算问题我上网搜索了一下，有关资料很少，后面查阅了晶体管的材料，才发现这个其实就是晶体管电路里面的差分放大电路。
Ecc83其实就是单端输入双端输出的差分放大电路，ecc81其实就是双端输入双端输出的差分放大电路的变形（设计者原先的设计应该就是差分放大电路，后面可能因为什么原因才修改成准直偶，我又给改回去差分了），所以计算可以参考差分放大电路。
设：放大倍数为a，内阻为rp，屏极负载电阻为RL，阴极电阻为rs，分压比β，负反馈为N，夸导gm，电压振幅E，。
第一级ecc83的放大倍数的计算：
经查资料，ecc83单三极管管放大倍数u1=100，内阻rp1=70k
第一级的增益：a1=u1*RL1/（rp1+RL1）=100*218/（70+218）=75倍。（这样的计算方式不是非常精准，第二级ecc81的输入阻抗比较大，没有考虑进来，但是影响不大，下同）。（右边管其实只有倒相功能，没有放大，计算一只即可）。

第二级ecc81放大倍数及负反馈的计算：
经查资料，ecc81单三极管的放大倍数u2=60，内阻rp2=11k
第二级两管平衡放大，计算其中一个的放大倍数就行，另外一个一样。
第二级的屏极等效电阻RL2=47k //100k=32k.
增益：a2=u2*RL2/(rp2+RL2)=60*32/（11+32）=44.7倍。
加上500欧的阴极电流负反馈后的增益计算：
分压比β2=rs2/RL2=500/32000=0.015625(即1/64)
负反馈量N2=1/（1+a2*β2）=1/(1+44.7*0.015625)= 0.59(1/1.69)
切换成db就是，20logN2=-4.6db。
加上负反馈后的增益为：a2’=a2*N2=44.7*0.59=26倍。
此级等效内阻计算：rp2’=rp2+(1+u2)rs2=11k+（1+60）500=41.5k
这里从6550屏极过来加在阴极上面的负反馈暂留到后面6550放大倍数计算完后再回来计算。

第三级放大倍数及负反馈计算
查6550资料，屏压=550v，帘栅电压310v，偏压-32v，输出功率p大概=90w，牛负载阻抗RL3=5.5K，经曲线图计算得内阻rp3=35k，夸导gm3=12 ma/v。（见我另外一个帖子http://bbs.hifidiy.net/forum.php ... ;page=1#pid20613181）
输出90w时，屏极电压振幅Ep3=√2*RL3*p=√2*5500*90=995v，
栅极输入电压Eg3=32v
6550增益a3=Ep3/Eg3=995/32=31倍。

下面计算负反馈：
6550屏输出到ecc81阴极电压负反馈计算：
负反馈分压比β2’=500/(500+500000)=1/1000(即0.001)
负反馈量N2’=1 /（1+ a2*a3*β2’）=1/（1+26*31*0.001）=1/1.806(即0.55)
切换成db就是20logN2’=-5.1db
加上负反馈后Ecc81和6550两级总放大倍数a2-3’= a2*a3*N2’=26*31*1/1.806=446倍。

输出牛次级引入到ecc83栅极上面的电压负反馈：
负反馈分压比β3=√(Z2/Z1)*100/(100+3900)= √(4/5500)*100/4000= 0.00067 (1/1483)
负反馈量N3=1/(1+a1*a2-3’*β3)=1/(1+75*446*0.00067)=0.0427(1/ 23.56)
切换成db就是20log N3=-27db
整个电路总增益A= a1*a2-3’*N3=75*446*0.0427= 1429倍。

电路输出阻抗计算:
先考虑只有环路负反馈的时候
Rp-p’=((rp3*2*RL3/( rp3*2+ RL3))/ ((RL3/ ( rp3*2+ RL3)+a1*a2-3*β3)=35k*2*5.5k/(35K*2+5.5K)/(5.5K/(35K*2+5.5K)+75*446*0.00067)= 227欧
再考虑上6550屏到ecc81阴极负反馈：
输出阻抗：Rp-p=(( Rp-p’*RL3/(  Rp-p’+ RL3))/ ((RL3/ (Rp-p’+ RL3)+a2-3*β2’)=(227*5.5k/（5.5k+227）/((5.5K/227+5.5K)+26*31*0.001))=123欧。（6550内阻35k不一定准确，从曲线图上面看，工作点如图表示电压，内阻还要高，如果还更高，这个数值偏小。）
输出阻抗的计算太复杂，有一个简单的方法，数字不是很准确，但是很接近，可以参考，公式如下：
输出阻抗Rp-p=N2’*N3*RL3=0.55*0.042*5500=130欧。很接近了。

下面计算阻尼系数
阻尼系数Z=RL3/ Rp-p=5500/123=44.7, （如果用估算的130欧计算，Z=42.3）
v3上面的电压负反馈共：1/ 23.56*1/1.806=1/42.5
于是，突然我发现了一个宇宙真理，那就是，高内阻的多极功率管，其阻尼系数其实就约等于输出功率管V3上面的总的电压负反馈量的倒数。呵呵，开个玩笑。

这个电路的放大量达到 1429倍（63db）的放大量，也就是说输入电压只需要995/1429=0.7v就足够。
负反馈量非常大，达到了4.6+5.1+27=36.7db。
以上的计算大家觉得怎么样，有关图纸的改造大家觉得怎么样，是否有什么问题，还请多指教。
6550阴极电阻电流负反馈没有计算，因为这个我还在考虑要不要加。不过即使加了，v3-v3’增加了二三十k的内阻，对输出阻抗也是几乎没有影响的。负反馈增加了3db。
由计算可以看出，其实输出功率管采用五极管的话，跟julien版主说的一样，”内阻不是问题。阻尼主要靠深度反馈“

kenny

也许应该降低推动管的增益和输出阻抗。也许推动管的尾巴像原来那样的设计，就是比较短，是更好的。

攀登

kenny 发表于 2013-8-10 16:09
也许应该降低推动管的增益和输出阻抗。也许推动管的尾巴像原来那样的设计，就是比较短，是更好的。

谢谢指点，请教推动管内阻对后面电路的影响主要是什么，尾巴改短有什么好处？

kenny

瞬态和动态。要不就用高夸导管，如果尾巴长。不过高夸导管一般也是低内阻的。

zl911

看了6550屏至cee81阴极的负反馈计算，是有问题的。由于第一级差分倒相与第二级驱动系直藕关系，cee81阴极电阻等于500欧与接地电阻串联，而接地电祖并没有并联电容，故6550屏至cee81阴极的反馈系数应当是[500r+接地电阻阻值]/500k，这样反馈系数就太大了。如果要维系500r/500k的反馈系数，接地电阻上必须并联傍路电容。

zl911

不知第二个图有无校对过。既然末级采用固偏，6550阴极串联470r是自偏+固偏还是保留末级电流负反馈。另外，p-pr设为5.5k，是不是大了。

攀登

zl911 发表于 2013-8-13 00:23
看了6550屏至cee81阴极的负反馈计算，是有问题的。由于第一级差分倒相与第二级驱动系直藕关系，cee81阴极电 ...

谢谢指点，但是个人认为，这个是平衡放大的电路，负反馈电路交流电流是没有经过阴极电阻的，就像输入栅极信号一样，是平衡输入，所以负反馈仅仅是500电阻参与而已。从下面的电路图中的等效电路图，可以看出，即使是输入了负反馈，电流也是没有流经大地的。

攀登

zl911 发表于 2013-8-13 00:32
不知第二个图有无校对过。既然末级采用固偏，6550阴极串联470r是自偏+固偏还是保留末级电流负反馈。另外，p ...

谢谢指点，这个电路只是在探讨中，还没有试作过。这个末级470r的电阻本来是打算作为电流负反馈用的,但经请教julien版主,他认为这个会引起失真,这样就不如不要,所以这个地方我已经打算改 成1欧或者10欧了.
另外因为我的牛是整流后高压缩550v的,所以只能用高阻,而且输出牛已经是做好了的,本身设计就是5.5k90w的.这个没有办法改了.

攀登

kenny 发表于 2013-8-10 18:52
瞬态和动态。要不就用高夸导管，如果尾巴长。不过高夸导管一般也是低内阻的。

您的意思是不是前面推动管道内阻也会影响瞬态?

kenny

不是，就是长尾管。推挽如果动态和瞬态不行，那就和推挽的宗旨太违背了。花了两倍的管，听个单端声，估计没有人想。

zl911

攀登 发表于 2013-8-13 18:42
谢谢指点，但是个人认为，这个是平衡放大的电路，负反馈电路交流电流是没有经过阴极电阻的，就像输入栅 ...

这个接地电阻与500r构成阴极总电阻，cee81屏流都是流经它的。如果在它上面不并联电容，在交流状况下这个电阻要产生电流负反馈的。它与是不是平衡输入没大的关系。

zl911

如果这个接地电阻无傍路电容，会产生电流负反馈，其结果是导致该级输出阻抗剧增，它的后果如何就勿用多讲了。即使是高跨低阻管，也会使其性能大降。

zl911

kenny 发表于 2013-8-13 20:30
不是，就是长尾管。推挽如果动态和瞬态不行，那就和推挽的宗旨太违背了。花了两倍的管，听个单端声，估计没 ...

单独的驱动使用长尾，是不明智的做法。长尾产生电流负反馈只能导致输出阻抗增高，使该级驱动力下降，后果极差。

爱我中华

好贴主、占个位置

攀登

zl911 发表于 2013-8-13 22:33
单独的驱动使用长尾，是不明智的做法。长尾产生电流负反馈只能导致输出阻抗增高，使该级驱动力下降，后果 ...

论坛置顶电路里面julien版主有一个6l6gc推挽电路，用的就是长尾，我做了一台机器，似乎并没有您说的这种情况呢。兄弟能不能画个等效电路图，帮忙给分析一下，长尾电阻上面的负反馈问题，谢谢先。

zl911

攀登 发表于 2013-8-13 23:13
论坛置顶电路里面julien版主有一个6l6gc推挽电路，用的就是长尾，我做了一台机器，似乎并没有您说的这种情 ...

如果lz使用两只双三极管，差分级+驱动级是不错的选择。驱动级使用6n8p等中u管，目的是加强本级的低阻驱动能力，提高频响。一般它的屏阻运用不大，以期降低末级输入密勒电容的影响。尽管末级是标准接法密勒电容不大。j版的6l6pp，可能一是用管效率上的考虑，二是该机功率不大，倒相兼驱动可以胜任一般的动态要求。如果做功率50w以上的pp机，差分级+驱动级或许是无二选择。所以，设立独立的驱动，其输出阻抗并不是越高越好。假如这级运用长尾，就等于人为加大了输出阻抗。lz认为它是不是得不偿失了呢？

zl911

一点不成熟的建议。倒相和推动使用一图就很好。末级使用标准接法，由于屏压运用至550v，栅阻还是用低一些为好。如47-51k比100-300k更安全。

攀登

kenny 发表于 2013-8-13 20:30
不是，就是长尾管。推挽如果动态和瞬态不行，那就和推挽的宗旨太违背了。花了两倍的管，听个单端声，估计没 ...

论坛置顶电路屏阴倒相加长尾电路的6l6gc推挽，我做了一台，目前在听，动态并没有兄弟您说的全胡了的感觉啊，
我前几天还跟烧友对比过，虽然说没有石机速度那么快，可是也没有感觉糊了啊，感觉低频还是有层次的，下潜也不错。
对比朋友的211单端，比他的好不少呢。这个电路我觉得还是有些味道的，小声的时候。
不知道兄弟是用什么器材搭配这个机器的？

攀登

zl911 发表于 2013-8-13 23:35
如果lz使用两只双三极管，差分级+驱动级是不错的选择。驱动级使用6n8p等中u管，目的是加强本级的低阻驱动 ...

您说的很有道理，这些都是建立在长尾的内阻很大的理论上面，能不能画图分析一下长尾的内阻跟什么有关系，具体如何计算，负反馈的情况分析一下。
我个人一直认为长尾的内阻不大，没有负反馈，可是我目前还没有找到有关的理论资料，也有可能我错了，可是我也没有找到有关理论资料。

攀登

zl911 发表于 2013-8-14 00:00
一点不成熟的建议。倒相和推动使用一图就很好。末级使用标准接法，由于屏压运用至550v，栅阻还是用低一些为 ...

我用图二，目的就是为了改成直偶，如果用原图，就要用电容耦合。
最后如果改动不行，经过讨论，不行，就只能改回去。主要现在没有什么书籍介绍这方面的内容。有的话看看就知道。