老虎180摩机过程真实记录---和大家一起分享一款真正平衡的功放改造手记（连载中...）

wb136

这个好像是何氏的图
皋城瑶珄 发表于 2011-11-8 14:28

    180老虎是何生论坛里的屈指可数的几个顶尖高手之一，不过现在已经不大上何生的论坛了。

zlxsmile

在别人的基础上修改，比自行设计要辛苦多了，等兄弟摩改好了，约上一众本地烧友一起评判吧
Biglee_163 发表于 2011-11-9 09:20

    谢谢您的鼓励，我试试看能不能改半边以便对比。

zlxsmile

何庆华的电路？
无心则道 发表于 2011-11-9 09:40

    是的。

zlxsmile

180老虎是何生论坛里的屈指可数的几个顶尖高手之一，不过现在已经不大上何生的论坛了。
wb136 发表于 2011-11-9 10:26

    您应该是老烧友了，您过奖了，感谢您多年的关注！

zlxsmile

感谢楼上朋友的回复和鼓励！！！

今天接着发帖...


针对CFA模式的功率放大级分析：

在进行分析之前，首先在PSPICE中将原机功率放大级原理图绘制完成，借助仿真工具对原机线路进行分析。线路图如下（由于图较大，因此标注看不清，电阻电容参数和原机原理图完全一致）：

该线路可等效为如下框图：


从原机设计文档看，电流反馈放大器闭环增益11.5dB。折算成电压放大倍数为：
10exp（11.5/20）=3.76（倍）

前级Cascode模块的电压增益为14.5dB，即5.3倍，整体单端输入时增益为26dB。考虑到平衡放大电压加倍，单个模块放大倍数为1.88倍。

实际上，按照电路图的计算结果，本功放前级电压模块增益设定为3.6倍，后级功率放大模块增益设为2.7倍，整体电压放大倍数在单端输入时为20倍（考虑平衡输出），平衡输入时为40倍（考虑平衡输入）。

下面，需要摸清楚该后级功率放大器模块的基本性能了。了解线路性能时，必要的仿真可以节省非常多的时间和精力。

首先对原机线路进行最基本的工作点和正弦信号响应的分析。

    工作点仿真结果如下：

    正弦信号响应如下（输入5V）：

然后对原机后级线路进行幅频、相频特性分析

再然后对原机后级线路进行THD和TIM失真分析

THD仿真结果和数据20Hz




THD仿真结果和数据1KHz




THD仿真结果和数据10KHz



原机TIM失真情况（上为输入信号，下为输出信号，可见，除了低频段频响特性不好外，没有引入额外的TIM失真）：


小结：
    原机后级线路性能指标为：

         闭环增益：   8.8533dB
            -3dB带宽：   188KHz
         20KHz相移：   4.7°
     THD（20Hz）：   0.0238%
     THD（1KHz）：   0.0176%
   THD（10KHz）：   0.0169%
              TIM失真：
           900Hz       不可见
             2.28KHz       不可见
结果分析：
   20KHz相移可接受，当然不算最佳，希望能有进一步提升空间。THD失真低频时反而变差，总体谐波失真在0.01-0.02%水平，可接受。但要注意，由于这些谐波失真的主要成分是3次谐波失真，这部分失真是无法在平衡电路中予以抵消的，会对听感带来影响。主要表现在耐听度方面有欠缺。希望能重点予以改善。

<未完待续>

wb136

您应该是老烧友了，您过奖了，感谢您多年的关注！
zlxsmile 发表于 2011-11-9 15:51

在那边拜读过您的不少文章。

abcd

确实高

trq795

看不懂看热闹

一苇渡江

“即使偶然见到关于平衡功率放大器的制作介绍，也只是两个普通的单端RCA输入方式的放大器放在一起分别放大冷热端的信号。”看到这句话，我便在脑海里勾画出楼主所提供原理图的简化图出来。其实楼主所说的“经过额外的电路去进行转换将RCA转换到XLR信号”这句话，你所提供线路也是遵循了同样原理，只不过你一心想着“真平衡”所以没能客观看清电路上的本质区别而已。即使是“偶然见到关于平衡功率放大器的制作介绍，也只是两个普通的单端RCA输入方式的放大器放在一起分别放大冷热端的信号”这种方式，同样也能做到“可以直接输入XLR的平衡信号，也可以直接输入RCA的单端信号，
而不必经过额外的电路去进行转换将RCA转换到XLR信号”。以楼主的功底，帮忙分析一下是不是能实现？
整理一下思路：楼主说的用额外的电路去将RCA转成平衡，那是因为别人用了独立的电路实现了转换；楼主给的线路说不需要额外电路将RCA转成平衡，是因为这个线路把电压放大和非平衡/平衡转换两个功能兼容在一个电路里面了，到底还是要转换了，所以就成了真平衡了。是不是这个意思？
本人学浅，一直搞不清楚真平衡和假平衡的区别在哪里，所以用了反问的方式来讨论和请教楼主，希望楼主不要认为我是在拍砖。望指教！

790802

学习来了

zlxsmile

感谢楼上兄弟们的关注。

    关于非平衡转平衡的问题，因为原设计的文章不是我本人所写（我只是转了原作者发表在《无线电与电视》07年2期的文章），我只能谈谈我个人的理解。我认为，两个独立的单端放大器当然可以通过接线用于平衡放大。从这个意义上将，应不存在“转”的问题。如果是单端入，平衡出，其实就需要在内部进行单端到平衡的转换，转换成两个相位相差180度的信号分别放大。原设计利用了前级电压放大的同相和反相端，将转换和电压放大结合起来，因此才有“没有额外电路”一说。因此，我认为您的理解完全正确，呵呵~~~

    其实，在我看来，额外电路还是有的。输入的那个缓冲器应该就是“额外电路”。

   今天有事，因此现在才更新。每天更新还是会坚持的，再次感谢大家关注和鼓励...

老虎180作品：一款真正平衡的功放改造手记（四）

开环特性分析：
  要想对谐波失真等指标加以改善，同时又不影响其它指标，就需要针对原机线路进行开环特性的分析。在进行开环特性分析时，可以在电路的反馈回路中串入一个1e12的大电感，用于隔断交流反馈，但同时可以建立起DC的工作点。

    针对该线路的开环幅频特性和相频特性进行仿真，结果如下：

    从开环特性仿真结果分析，可以看到，开环特性曲线在1-100Hz之间有一个增益的下降。同时，开环相位特性曲线在1-100Hz之间也有一个变化。相位特性在1-100Hz之间的变化应该是线路上的一对零极点引起的，该零极点的频率应该在10Hz左右。结合原理图分析，线路中的R16、C2的串联组合构成了这样一对零极点。
   
    为何要对低频增益进行提升呢？可能的原因只有直流中点伺服电路的影响了。如果直流中点伺服电路响应存在一些问题，将导致低频段频响特性下降。那么这个提升正好可以弥补这个下降。这个网络是针对直流中点伺服线路进行补偿的。

下面，再看系统的开环增益。我们发现，系统在20-20KHz范围内的开环增益只有4.7倍左右。此时，系统的失真只能降低至开环失真的1/2，负反馈对失真的改善是极其有限的。

可能有朋友会有疑问，大环路深度负反馈会导致TIM失真，所以需要降低反馈量。这个观点应该没有问题，但问题是：什么样的负反馈才能算作“大环路”负反馈，“大环路”负反馈在什么样的电路条件下会引发TIM失真？这个问题如果深入讨论下去的话，几天 几夜可能都讨论不完。在这个改进设计中，不妨将这个问题作为一个遗留问题，一切根据设计结果来确定罢。在这个项目里，我们的做法首先考虑改善谐波失真，最后再对TIM失真进行验证（当然，针对这个问题，会有一个预判断。当然如果没有也不要紧，因为这个是可以验证的）。
   
    好吧，下面试着断开那一对零极点，此时电路开环增益应该能提升至将近10倍，我们再看一下幅频、相频特性的仿真结果。


    断开RC串联网络一对零极点后，开环增益果然提升至10倍左右（20dB），此时线路的失真特性应该会有额外的1倍的改善。但是同时也需要注意到，0dB单位增益时，线路的相移为122°，线路的稳定性余量会降低一些。

    如果仅接受这样的改动，那么线路整体性能提升还是有限的，加上零点伺服线路还需要重新进行考虑。显然投入大，见效小。看来还需要再在这个基础上，进行深入的线路分析。

    如果希望较大幅度降低失真，那么首先需要考虑的一定是提升系统的开环增益。此时，随着反馈率的加大，系统的闭环失真才可能大幅度降低。纵观后级线路，唯一的产生增益的地方出现在电流镜的输出端上。该输出端由于是高阻抗节点，其输出阻抗直接确定了系统的开环增益。

    下面，回到原理图，断开R12、R13两只22K欧电阻，然后再次仿真系统开环特性。仿真结果如下：
  


    可以看出，在幅度相应0dB点上，相位误差为125°，这意味这单位增益下线路的稳定性会变差。当然，在2.2倍增益点上，相位误差应在115°左右，是可以接受的。

    但是，仍然要注意到，0dB点的相位裕度（相位裕度=180°-0dB点相位误差），是依靠系统的2只110pF的补偿电容带来的。该额外加入的相位补偿电容的采用，导致了相位的第一转折频率提前到100Hz，幅度转折频率提前到1KHz左右。

    如果按照这样的修改思路，那么在1KHz处的谐波失真将会有较大程度的改善，但是10KHz或20KHz处的谐波失真，由于系统开环增益的下降，导致在1KHz之后的频点，谐波失真会以20dB/dec的速度上升。这样的话，CFA架构的高速特性的优势就无法发挥出来。

    看来，如果想要达到更加理想的结果，就必须在设计理念上有重大突破。

    在以上基础上，试着去掉两个110pF的相位补偿电容，再次观察幅频和相频特性曲线。

    根据仿真结果可以看到，去掉相位补偿电容后，系统的开环带宽可达20KHz以上。但是在0dB幅频增益时，电路的相移达到了253°之多。这说明，如果不添加补偿电容，系统将存在严重的不稳定情况，会产生自激震荡。我们再看在110°相移下的幅频特性曲线，发现此时，开环增益为32dB，距离最大增益的差值只有22dB。这意味着，如果希望获得单位增益下不超过110度的相移，系统的开环特性上只能有最高22dB的余量用于负反馈！

    到目前为止，原机的设计理念已经非常清晰了：由于系统的原始开环频率特性导致单位增益不稳定，因此，在设计上采用了添加负载电阻降低开环增益的情况。又因为降低了开环增益后，系统的相移仍然不能使其稳定，所以添加了2只110pF的相位补偿电容使其稳定。这样虽然得到了稳定的响应，但是存在着带宽、失真等方面的不足。下面，希望能够突破原机的设计理念，在这些方面取得质的突破。

<未完待续>

q1688

多看几次，可能会懂更多

zlxsmile

感谢楼上兄弟的支持！

今天继续更新...

老虎180作品：一款真正平衡的功放改造手记（五）

    上面谈到，原机的后级是利用R12、R13两只22K的电阻和2只110pF的补偿电容，使得系统的开环增益降低，并且增加了一个主极点（就是幅频特性开始下降3dB的点），进而使得电路整体保持稳定。如果想在这个基础上加以提升，还能想出什么样的好方法呢？

    再次观察去掉RC网络、去掉R12、R13电阻和去掉110pF补偿电容的系统开环特性曲线。发现，在未加补偿电容前，系统的第一个开环转折频率为22KHz。按照RC低通滤波器理论，其相移从2.2KHz开始，到220KHz达到90°。但实际上，220KHz时的相移达到了103°，且随着频率的升高继续加速增加。这说明，系统中存在多个极点，这些极点的共同作用使得相移在频率超过220KHz时加速增加。

    针对极点的补偿，原机的设计理念是：利用补偿电容新营造出一个极点，作为系统的主极点，22KHz附近的极点作为次级点。通过主极点前移使得线路的开环增益在较低频段提前下降，这样，在达到次级点时，系统的开环增益可以降低到单位增益以下，这样就保证了系统的稳定性。

    原机去掉RC网络和R12、R13电阻、增加两个110pF补偿电容后的幅频相频特性：


    原机的补偿方式，无疑是一种常见的补偿方式。要想在此基础上进一步提升整体性能，就需要考虑取消新导入的极点，并考虑将次极点前移作为主极点。这样，原设计的第三极点就变成了次极点。由于第三极点的频率一定是高于次极点的，这样，就相当于将原机的频率特性从次极点附近展宽到了第三极点附近，频率特性将会有较大改善。同时，次极点前移后作为主极点可以保证幅频特性有更多的下降空间，这对系统的稳定性也会有好处。

    鉴于此，只需要针对原机的输入级的射级跟随器线路、原机的电流镜电路、原机的输出级射随器线路分别进行开环特性的仿真，并分别读出这些单元电路的转折频率，即可对症下药。

    针对原机输入级设计跟随器电路、电流镜电路、原机输出级设计跟随器电路分别进行开环特性仿真，结果如下：

    原机输入级设计跟随器单独幅频相频特性仿真结果：



    原机电流镜电路单独幅频相频特性仿真结果：



    原机输出级射级跟随器电路幅频相频特性单独仿真结果：


   通过结果可以看出，原机的次极点（主极点是相位补偿电容带来的极点）为电流镜输出级引入的，原机的第三极点是输出的三级达林顿射随器引入的。

   新的设计中，去掉补偿电容后，需要对电流镜输出级极点前移，使得其变为主极点，而使得原机的第三极点变为次极点。

<未完待续>

zlxsmile

今天继续更新。周末，三集连播了...
老虎180作品：一款真正平衡的功放改造手记（六）

  下面，就进入具体的改造。我们知道，去掉补偿电容后的第一个极点是来自于电流镜输出级，这也是这个放大器电路唯一有电压增益的一级。而这个极点是如何产生的呢？其主要是来源于电流镜输出级三极管的米勒效应。

    所谓米勒效应，就是三极管在电压放大时，由于输出电流（往往是集电极输出）变化数倍于输入电流（往往是基极输入），这样就导致三极管的集电极-基极之间的电容（常常称为Cob）等效为从输入看进去一个（1-A）倍的Cob电容。这个Cob的倍增效应就称为米勒效应。米勒效应在有些场合是需要尽量避免的，可是，在今天这个场合，我们需要有意利用这个效应，来实现放大器性能的提升。

    下图是电流镜像电路增加米勒补偿后的情形。电阻阻值等于该级三极管跨导分之一，用于抵消右半平面零点。米勒补偿电容容量通过仿真及结果整定出最佳值。

    最终，将米勒补偿电容容量定为33p,此时，系统有较大稳定性裕度。加入米勒补偿电容后，系统开环特性如下：
  

    从开环特性分析，线路的0dB带宽展宽为1MHz以上,此时，系统相移98度，具有相当稳定性。这为后续性能的进一步提升奠定了坚实的基础。

<未完待续>

zlxsmile

老虎180作品：一款真正平衡的功放改造手记（七）

  下面，我们来看一下改进后的系统闭环后的响应情况。如下：

  可以看出，系统闭环后的响应，比改进前有了较大的提升。带宽由原来的188KHz展宽至398KHz，同时，20KHz相移也有了极大改善，由原来的4.7度减小至 3度。而这一切，都得益于设计理念上的更改。

  下面，在欢庆阶段性成功之前，让我们静下心来，对相关重要参数再进行一下调整。

  从仿真结果得知，取消补偿电容后，原第三主极点变为第二主极点，这意味着频带被大大展宽了。我们可以尽量选择高的开环增益以获得更加低的失真。因此，针对影响开环增益的反馈电阻进行优化设计，最终确定反馈电阻最佳阻值为200欧姆、540欧姆。

  调整后的开环、闭环幅频、相频特性如下：

  调整后的开环幅频、相频特性:


  调整后的闭环幅频、相频特性：


  可以看出，调整后，系统的开环增益又有了较高的提升。0DB相位裕度虽然变小了，但是在额定增益上，相位裕度仍有近70度，还是很大的。此时，系统的闭环带宽由原来的188KHz展宽至2.0639MHz，同时，20KHz相移则由原来的4.7度进一步减小至0.733度！

  我们同时需要注意，减小反馈电阻会带来巨大的风险。由于该CFA的反相端为低阻输入端，低值反馈电阻将导致有较大信号电流流过该电阻。这意味着电阻将随着信号电流大小而发热，继而产生温度变化。常见电阻温度系数为50ppm-300ppm/°C，如果温度变化达到1摄氏度，就意味着将产生50-300PPM的阻值变化。这个阻值变化将给系统带来额外的奇次谐波失真（因为电阻阻值变化和反馈电流绝对值有关）。当然，信号电流频率越低，这个效应越明显。即便是50ppm的电阻，如果温度变化1度引入的失真已是50ppm， 这个奇次谐波失真已经远远超过了改进后系统本身的失真率！

  因此，在选用低阻值反馈电阻之前，我们应该做好准备，那就是：大功率、低温度系数的反馈电阻。温度系数越低越好，功率余量越大越好，余量不够可用多个电阻串并联。

  最后，让我们对改进后的系统的进行仿真。

20Hz 谐波失真：



1KHz谐波失真：



10KHz谐波失真：



TIM失真


    900Hz:不可见
    2.28KHz:不可见
<未完待续>

zlxsmile

老虎180作品：一款真正平衡的功放改造手记（八）

在完成针对后级CFA放大器的理论设计之际，我们先对前面的工作进行一下小结。

修改内容：去掉10K+1uF网络，去掉2只110pF相位补偿电容，去掉两只22K欧负载电阻。增加两组33PF+210欧姆米勒补偿电容，修改反馈电阻由2.7K/1K至540/200欧姆。加大反馈电阻功率，降低反馈电阻温度系数。


主要指标名称             改善前               改善后
闭环增益：              8.8533dB               10.868dB
-3dB带宽：             188KHz                 2.0639MHz
20KHz相移：             4.7°                       0.733°
THD（20Hz）：         0.0238%                0.001%
THD（1KHz）：         0.0176%                0.001%
THD（10KHz）：        0.0169%                0.001%
TIM失真：
900Hz                           不可见                 不可见
2.28KHz                        不可见                 不可见

    细心朋友可能发现，为什么没有考虑直流伺服电路的补偿呢？这主要是因为针对原机直流伺服电路，本人还是有些吃不透。这是因为原机直流伺服电路在做线路仿真的时候引发了振荡，此外，RC补偿网络也引发了低频段增益的不平坦和相位误差，故先省略这一锦上添花环节，留待后续再做进一步的研究改进。

至此，针对末级电流反馈放大器的改进工作告一段落。下面，让我们将研究改进的重点转向折叠Cascode电路以及输入级的那些缓冲电路。

<未完待续>

zlxsmile

感谢版主设为高亮。35楼的图不知何故没有显示全，待我补上。

zlxsmile

重发35楼未显示部分。为稳妥起见，分两次发。

下面，我们来看一下改进后的系统闭环后的响应情况。如下：

  可以看出，系统闭环后的响应，比改进前有了较大的提升。带宽由原来的188KHz展宽至398KHz，同时，20KHz相移也有了极大改善，由原来的4.7度减小至 3度。而这一切，都得益于设计理念上的更改。

  下面，在欢庆阶段性成功之前，让我们静下心来，对相关重要参数再进行一下调整。

  从仿真结果得知，取消补偿电容后，原第三主极点变为第二主极点，这意味着频带被大大展宽了。我们可以尽量选择高的开环增益以获得更加低的失真。因此，针对影响开环增益的反馈电阻进行优化设计，最终确定反馈电阻最佳阻值为200欧姆、540欧姆。

  调整后的开环、闭环幅频、相频特性如下：

  调整后的开环幅频、相频特性:

  调整后的闭环幅频、相频特性：

zlxsmile

重发35楼（后半部分）

  可以看出，调整后，系统的开环增益又有了较高的提升。0DB相位裕度虽然变小了，但是在额定增益上，相位裕度仍有近70度，还是很大的。此时，系统的闭环带宽由原来的188KHz展宽至2.0639MHz，同时，20KHz相移则由原来的4.7度进一步减小至0.733度！

   我们同时需要注意，减小反馈电阻会带来巨大的风险。由于该CFA的反相端为低阻输入端，低值反馈电阻将导致有较大信号电流流过该电阻。这意味着电阻将随着信号电流大小而发热，继而产生温度变化。常见电阻温度系数为50ppm-300ppm/°C，如果温度变化达到1摄氏度，就意味着将产生50-300PPM的阻值变化。这个阻值变化将给系统带来额外的奇次谐波失真（因为电阻阻值变化和反馈电流绝对值有关）。当然，信号电流频率越低，这个效应越明显。即便是50ppm的电阻，如果温度变化1度引入的失真已是50ppm， 这个奇次谐波失真已经远远超过了改进后系统本身的失真率！

  因此，在选用低阻值反馈电阻之前，我们应该做好准备，那就是：大功率、低温度系数的反馈电阻。温度系数越低越好，功率余量越大越好，余量不够可用多个电阻串并联。

  最后，让我们对改进后的系统的进行仿真。

20Hz 谐波失真：



1KHz谐波失真：



10KHz谐波失真：



后面的内容都可以正常显示了，请大家回到35楼。谢谢！

hsllz8868

学习哦