智能图示仪的有关答疑，以及误差分析

locky_z

在分析智能图示仪误差前，先回顾一下一般图示仪的测量原理，一般图示仪测量原理如下图左图，用两个电压去驱动被测管的基极和集电极，测量P型管时，也需要用负极性电压去驱动。而智能图示仪采用３电压驱动方式，好处是无需双极性的电压，并且需要测的电压量都是正极性的，这大大简化了ＡＤ转换器的设计。



  下面针对智能图示仪的技术特点分析一下其测量精度以及测量误差。
一、        用差分+可编程放大器提高测量精度
  一般测量被测管集电极电流的方式是测出VCH和VC两点的电压，再相减得到RC上的电压，换算出实际集电极电流。
  如果AD转换器为13bit（8192）,电源电压最高40V的话，则最小分辨电压为40/8192=4.9mV，
  但智能图示仪采用差分可编程放大器方式，即VCH、VC两点电压先经过差动放大器相减，再经过最大20倍可编程放大器(PGA)，例如RC上电压只有5mV，经差动相减再经过20倍放大后，送到Ad转换器的电压有100mV，即精度提高了20倍。
  用这种方式，最小分辨电压可以达到5/20=0.25mV


二、采用软件校正技术
    实际测量时，受可编程放大器PGA输入电压范围限制（要求输入电压<5V），必须先将电压衰减后才能送入差分可编程放大器PGA，而实际测量时，对差分放大器两个输入端的分压电阻要求非常高的。下面以测量PNP管的VBE压降为例计算一下：


    测量PNP管时，需要设置VE最高电压36V，RB RC分别是基极、集电极电流的采样电阻，图中的跟随器是用于将分压电阻和基极隔离开来
    图示仪测量时，是测出PGA两个输入端的电压差，再乘以分压比例，就可以得到实际BE点之间的电压。
    如果VE=36V,VB=35.4V，R1=56K  R2=7.5K   R4=7.5K  而R3误差0.2%，即56.112K，
    那么R1 R2分压点的电压为
36*7.5/（56+7.5）= 4.2519685V
    R3 R4分压点的电压为
35.4*7.5/(56.112+7.5)= 4.17374V
    则系统认为BE的电压为(4.17374-4.2519685)*(56+7.5)/7.5=-0.662V
    和实际VBE=0.6V相差10%。

    但如果是测量NPN管，则VE会设置为2.5V，VB=3.1V，那么照上面计算，系统认为VBE电压为(3.1*7.5/(56.112+7.5)-2.5*7.5/（56+7.5）)*( 56+7.5)/7.5=0.59454V，相差0.91%
    通过推导，可以得到以下VBE的表达式
VBE=K1*Vbe+K2*VE+Voffset
    Vbe就是PGA两个输入端的电压，VE就是图中VE这个电压，Voffset就是运放跟随器的失调电压，如果电阻绝对匹配的话，K2是等于0的，也即VBE只和Vbe有关。但如果电阻不匹配，VE越大，VBE误差也会越大。此VE其实可以看成所谓的共模电压。
   
    如果测量同极性管时，因为测量都是设置VE为同一个值，所以测出来的VBE偏移了一个固定量。对于配对来说，是没问题的，原来重合的，平移同一个量后仍旧也是重合的。
    但如果测量异极性的话就不同了，测N管设置VE=2.5V，测P管设置VE=36V，也即VE引起的偏移量是不相同的，因此如果不进行校正的话，异极性之间的比较是有误差的。同样测量RC RB两端电压时也会存在这个问题，这样的结果是导致异极性之间的配对不可靠。


    要克服这个误差，一就是采用很精密的分压电阻，例如匹配精度达到0.05%这样的电阻，但这样的电阻价格会非常高。
另一个方法就是采用软件校正，通过软件计算方法，扣除掉VE这个共模电压的误差。
    我们可以通过短接BE和CE端子，然后控制VE从2.5V递增到36V，程序同步测量出BＥ、 CE两点电压的曲线图，因为此时BE CE都是短接的，理应VBE VCE都一直为0，和VE无关的，其实际测出来的曲线图如下图（X轴是VE的值，Y轴是VBE VCE的测量值。
   


    同样用近似方法也可以测出VRC VRB电压随VB VC点的变化情况，测到的曲线如下图


    我们可以看到，未校正时，VBE、VCE的绝对值会随VE递增，最大达10mV，而VRC VRB更大，达到0.2V，而校正以后VBE VCE VRB VRC的值只在1.5mV以内变动。
    可见，采用软件校正技术后，即使采用5%误差的电阻，也可以达到比采用0.1%电阻更好的效果。


   再看看温度对测量的影响
    上面已经看到，差分方式测量，对电阻匹配要求很高，虽然采用软件技术校正了，但如果电阻温度系数不匹配，也会导致测量有误差。
例如如果两个分压电阻的温度系数不同，一个是正100ppm,一个可能是负150ppm，那么温度变化10C，那么分压系数也就可能变化了0.15%了。
    下面是短接RB测量VRB的情况，分别是在11:24~12:56测了4次。可见开机时，测量会有几mV的误差，但经过一段时间后就会逐渐稳定下来了。制作时，这些分压电阻尽量远离热源，近期制作的这些分压电阻都采用RJ24高稳定度电阻，并且焊接时也不剪脚，电阻体离开PCB 1~2cm高度，以避免PCB传递过来的热量。
   


再看看干扰的影响
    当输入阻抗越高，越易感应附近干扰，我们可以用如下方法衡量一下感应的干扰幅度会有多大，因为测量基极电流的运放缓冲器是接到测量插座B处，测量端子B是悬空的，并经过RB接到电压源VB，如果RB越大，就越容易感应干扰。而右图中是忽略运放偏置电流的，因此RB上理论上是没有电压的，如果测到VRB有波动，表明这些信号就是干扰信号。

    下面分别用RB=337欧、3.9K、39K、390K测出VRB的图如图，可见RB=390K时感应的电压波动幅度最大，幅度在10mV以内。


    温度影响虽然也可以用软件来校正，但每次测量前都校正一次不方便，不过采取升高电阻方式安装的话，其影响的幅度都不大。而感应干扰是没办法消除的，不过即使用RB=390K，其幅度也在20mVpp以内。所以只要控制被测电压幅度远大于20mV，其影响就会少得多。

locky_z

下面再说说测量条件的设定对测量的影响。
    测量时的简化图如下面，

    RC有4档：4.7、68、1K、14.5K
    RB有4档：337、3.9K、39K、390K
    测量电流时就是测出RB/RC上的电压换算出电流，那么如果我要测量10mA左右的集电极电流，最好选择哪一档RC呢？
    刚刚说过，测量时要尽量使被测电压远大于20mV，如果我选择RC=68欧，那么10mA只产生0.68V，而如果我选择RC=1K，那么被测电压有10V，可见用RC=1K测量的话，可以得到的精度高得多。但如果选择RC=14.5K行吗？答案是不行，因为现在供电只有40V，扣除功率放大器压降，实际最大电压只有36V左右，最大只能产生2～3mA的电流。
    但RC也不是越大越好，因为受电源电压限制，被测管VCE+VRC的值肯定小于电源电压-4V=36V左右，如果RC取得太大，那么被测管VCE两端电压肯定就会少了。因此有时候看到hfe-IC曲线的末尾，hfe掉了下来，这时候你可以打开数据表格，看一下该电流下被测管的VCE的数据是多少，是不是下降了，由此而判断被测管的hfe-Ic线性程度。

locky_z

   有的人问，选择了”大功率Hfe-Ic”这个测量条件，测出的Ic范围只有0～800mA，达不到1A以上的电流？
    大功率hfe-Ic的条件设置是RB=3.9K RC=4.7欧，VB的范围是0～36V，步长0.5V。我们可以算出VB=0~36V下，基极电流为0～9.2mA，如果此时被测管的hfe只有100，那么最大的Ic只有920mA，所以就看不到大于1A以上的hfe-Ic曲线了。
知道了这个原因，你就会知道应该选择低一档的RB=337欧，以便提供更大的Ib。但因为RB减少了10倍，此时应该减少步长越3～8倍，以便产生同样的基极电流步进幅度。


测量某些高跨导JFET的建议
    考虑到有些高跨导JFET管，他们的夹断电压很小，只有0.1～0.2V，如果用Vgs-Id曲线测量的话，测到的Vgs电压幅度也只有100～200mV，前面说的20mV测量不确定性会占据较大比例，因此测量较大误差。例如系统以为GS之间的电压为0，实际GS之间的电压可能是20mV，造成测出的Idss不准确。
    因此对于这些很小Vgs电压的JFET管，建议将JFET管的GS脚短接，接成一个两端器件，想二极管方式测出他们的VI曲线，因为GS短接了，保证了Vgs肯定就是0，测出来的恒流值肯定就是Idss

locky_z

V2.0图示仪程序更新
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界面改了，允许双X轴、双Y轴
测量的变量允许加入函数表达式来计算，
提供3种自定义测量，测量方式更灵活，同时可以将3端稳压IC的也归纳进去，也因此省略掉原来的稳压IC测量。

locky_z

如果想给图示仪更换运放，那么换的运放要求是：

U5 U8要求是单电源运放，
U5、U8是对DAC输出的电压放大驱动功率管输出，DAC的输出电压是从0～12V，
因为现在是单40V供电，运放的VEE脚接的是0V地，也即运放输入端会接到Vee脚这个电位仍能工作线性状态。
判断运放能否单电源工作就是看其Vicm这个参数，这个参数有两个值，看其负的那个值，要求其值要等于Vee的电压。
这两个运放大概工作在4倍增益状态。其失调并不重要。



  另外的运放就是接成直流缓冲的跟随器U4和U6(早期版本U4 U6直接用一个LM358双运放代替，后来版本分成两个，U4是LM358,U6是OP07）
  U4是对集电极电流进行缓冲，U6是对基极电流进行缓冲，所以对这两个运放的首要要求是其输入偏置电流尽量小
  因为集电极电流都是几十uA以上，所以对U4的输入偏置电流要求不用很高，偏置电流小于0.5uA也可以了。
  而基极电流最小可能是几十nA，因此对U6的偏置电流就高很多，最好用精密运放或者FET输入运放。这里用OP07,其偏置电流是1na级别，可以满足积极电流测量需要。
  另外对失调电压要求不高，因为有软件帮忙校正。
  因为U4 U6是对基极、集电极的电压进行缓冲，而测量中，基极、集电极的电压范围即为BCE3个通道的输出电压范围，BCE3个通道是运放驱动达林顿，其最小输出电压大概是1.2V，最大输出电压约Vcc-3V左右，这个电压范围也就是U4 U6的共模输入电压范围，也即要求U4 U6的Vicom 负的值要小于等于Vee+1.2V，正的Vicm值为Vcc-4V
  同样U4 U6是跟随器，要求其单位增益稳定，输出电压范围也要满足上面说的输入电压范围一样。



关于B C E3个通道的功率管更换的须知
  B通道因为其输出至少串联了一个337欧的电阻，所以其输出电流不会大，因此用0.5A 5W的即可

  C E通道因为流过被测管集电极电流，因为最大测量电流为3A左右，所以要求他们的电流>3A，
  因为运放输出电流大概10mA左右，那么C E通道功率管的hfe要大于300才能输出3A的电流，所以需要用达林顿管。
  功耗计算，因为测量时，一般都设置E通道输出2.5V或者35V，这样E通道消耗的功率大概为(40-35)*3=15W即可。
  而C通道则需要承担最大的功耗，如果被测管CE两端短路，此时等于4.7欧电阻接在C通道输出和E通道输出之间，因为有限流保护，最大电流假设为3.5A，那么C通道的功耗会达到（40-2.5-3.5*4.7）*3.5=74W,因此C通道需要选择>75W的达林顿管。现在C通道选择的是125W的TIP142 147。
  如果用户用自己定义的条件测量，例如测量3端稳压IC的特性，此时E通道就不是最大15W了，E通道也有可能和C通道一样承受最大74W的功耗，但考虑到一般测稳压IC最大电流在1A左右，测量时功耗也不会太大，所以E通道我一般选择62W的BD651 652或者其他接近的达林顿管即可。



保护电路部分
带壳的保护电路改进成下面图

  利用PMOS管的体电阻进行过流检测，带正反馈，所以其动作会很迅速，一旦过流，面板的LED就会发亮，指示过流发生。
  当过流解除掉后，保护电路又能自动恢复。并且刚开机时，由于电容充电，也会触发保护电路动作，但待电容充电文笔，就能自动恢复。

  这个保护电路还有一个特征就是当过热或者温度上升时，Rds也上升，因此触发灵敏度也会提高。就有效保护了测量板。

  保护电路的PMOS管一般用MTP2955,一般其保护电流大概是2.5～3.5A左右，改变保护电流的方法是修改R67和R81这两个参数
  如果保护电流太大，例如4.5A才动作，想减少电流，可以加大R67
  如果保护太过灵敏，可以加入R81降低灵敏度。

  如果测量时想临时加大测量电流，可以一直按着面板的那个按钮，这样保护电路就被旁路掉，就能测量更大的电流了，但这样也同时失去了过流保护，使用时要慎重。

enpen

学习一下，谢谢locky_z 兄

randy1975

再次记号！

michealhu

技术帖，顶

神使

路过学习。

neoneon

不懂也来看看

mzsrz

学习了，谢谢！

locky_z

软件校正，就是运行程序中的"校正与设置"->"电压校正"

   电压校正里面有3项内容，
   第一标签页是"基准电压校正"，这个可以不用做
   

   第二个标签页"分压系数校正与失调电压校正"，这个就是最重要的校正内容！！！
在测量原理图中

主要测量4个量，分别是RB上电压VRB、RC上的电压VRC、被测管BE(或者GS）之间的电压VBE、被测管CE(或者DS)之间的电压VCE
这4个量都是用差分+PGA方式测量，以便达到最大的精度。所以就必须对这4个变量的系数进行校正

首先是校正VBE差分系数
  方法是按照软件提示，用导线短接B E测量端子，然后按"开始校正",系统就会测出VBE这个差分测量的校正系数，以及失调电压
  每次按一下"开始校正"，都会重新测量计算一次，得到的分压系数和失调电压会有些少区别，但分压系数的变动一般在0.002以内的。失调电压一般都是在5mV以内。
  多测几次，得到一个教平均的值，就可以存盘了。
校正完VBE后，再校正VRB
  校正VRB最好是将B通道功率放大器的输出和测量端子B用导线连接起来，但这样需要开盖找出B通道输出点，所以程序在这里使了一个巧，用程序控制RB选择最小阻值的RB(例如337欧)
  
  参靠一下这个图，因为B端子是悬空的，运放的输入电流极少，所以RB=337欧上的电压完全可以认为是0V,即相当于将B通道输出和测量端子B短路了起来，也即VRB=0
  按下"开始测量"系统首先选择RB=337欧接入，然后测量并计算出VRB的校正系数。

同样还要校正VCE、VRC这两个差分测量的校正系数，步骤就不再详细说了。


电压校正的第3标签页是“BCE通道输出电压校正"
  这个校正主要是使程序控制B C E3个输出通道的电压尽量符合程序要求的设定值，这个校不校正都没所谓。


做完电压校正后，还可以进行电流校正，但这个电流校正也是可做可不做的。
  因为VRC测量准确了，即使R的数值不准确，计算出来的I的绝对值可能不对。但你用于配对时，因为所有的管（包括同极性或者异极性）都乘以相同一个系数，因此他们仍旧会重合的。
  电流校正也是分两大标签页，

第一标签呀页是"各量程电流校正”
  他里面又分两大部分，第一步是校正RC4(14.5K)这一档的电流，但因为所有图示仪的RC4都是用RJJ这种精密电阻，其电阻可以认为是精确的，所以这一步就可以不做。
  第二部就是通过RC4去校正RB4
      这个步骤方法就是将BC两个测量端子短接，此时RC和RB串联，中间也没有其他东西分流，所以l流过RC上的电流等于RB上的电流。因为RC已知，所以很容易就算出RB的系数了。
     校正出RB3后，再通过RB3去校正RC2,之后又通过RC2去校正RB2...如此类推。将所有电阻都校正完毕。

第二标签页是“恒流源系数校正”
  目的是找出控制恒流源的比例系数，以便知道我以后要产生1mA的电流，究竟需要设置的电压是多大。

lihoa

学习一下

locky_z

V2.0保留了原V1.0的3种测量模式，另外加多了3种自定义测量模式，原来3种模式归类成"虚地模式"，下面以NPN管的hfe-Ic曲线测量来讲一下虚拟模式和自定义模式的区别
测量hfe-Ic曲线有2种测量形式，一种是固定Vce方式测量hfe-Ic曲线，平常晶体管PDF文件里面看到的就是这种方式，因为Vce是固定不随Ic变化，我称之为“静态曲线",另一种只是固定电源电压，即Vce+Vrc为固定值的测量模式，此时被测管的Vce是随着Ic增大而减少的，我称这种模式为“动态曲线”。

  要测某种曲线，如果自己了解原理，你可以自己设定条件，也可以装入预先设定好的hfe-Ic曲线测量条件。只要点击“装入条件”，在弹出窗口中选择合适的管子类型和曲线类型，将条件装进来即可。例如我想测NPN 静态Hfe-Ic曲线，就装入“NPN Ic-Hfe(静态)”这个条件。




    装进来后，我们可以看到静态Ic-Hfe曲线的测量模式是”虚地模式”下的”Vb可变、Vce固定”模式。
        Vb是可变的，变动范围为从0.5到36V，步长0.5V，从这个信息可以知道这一次测量会产生(36-0.5)/0.5=71组数据，也就是71个点。
        Vce固定为10V，你也可以改成其他值。
        RB量程为390K，RC量程为1K，从这里可以知道，这个测量条件下，测量的电流最大大概25mA左右，因为在25mA时。RC上压降就有25V，再加上Vce的10V，已经接近供电的极限了。
    如果你想测量其他IC范围的曲线，相应将RB RC更改一个或者两个量程就可以了，例如将RB改成39K，RC选择68欧，就是Ic在400mA下的测量条件，如果选择RB=3.9K,RC=4.7欧，就是Ic在3A下的测量条件。
    而”最大电流”这个值用于决定什么时候中止测量，例如我只想看100mA以内的范围的曲线，那么设置最大电流为100mA，那么测量到Ic>=100mA,测量就结束。
    你现在可以插上管，点“开始测量”就可以测出一条Ic-hfe曲线了。
    那么系统究竟是测出了那些数据来描画曲线呢？我们可以选定“曲线类型”框里面的一个项目，再点“编辑”，就可以看到测量曲线XY轴的定义。


      可以看到曲线定义了X轴是“下”水平轴，意思是水平的刻度标在图形的底边。
      X表达式为I=abs(Ic)，等号左边表示名字，右边是一个表达式，其中abs是一个系统内部韩式，即取绝对值；Ic是系统测量的5种数值(Vbe Vce Ic Ib Ve)之一；
      Y轴是“左”垂直轴，意思是水平刻度标在图形的左边。
      Y表达式为Hfe=abs(Ic/Ib)，abs就是取绝对值，Ic和Ib各是系统测量的数值，Ic/Ib就是被测管的Hfe，
  因此曲线的含义是测出数据后，以集电极电流Ic为X轴，以计算出来的Ic/Ib为Y轴，作出各个点并连成曲线。而abs这个函数保证了他们都是正的数值，即保证了曲线在第一象限显示出来。

    曲线定义中，“其他值”是测量时同时测量的其他数值，并显示在表格中，以便日后用于数据分析。
    曲线名字随自己编写，但’%’这个字符是特殊字符，会被”自动序号”所替代，即第一次测量时，序号为1，因此曲线的名字自动变为“N hfe-Ic-1”，第二次测量时，名字就变成“N hfe-Ic-2”，每次测量产生不同的名字，以便区分不同的测量管子。
    如果“随机颜色”打上钩，那么每按一次测量，曲线就用一种随机颜色显示；如果取消掉前面的勾，则需指定一种颜色，以后每次测量都用这种颜色来显示。

    “动态Ic-Hfe”和他很相似，不过用的是“自定义模式”的“VB可变模式”。我们可以看到他定义的条件是下面这样定义


    因为NPN管工作是E极是最低电位，所以VE设置为2.5V，C极电位最高，所以设成最大电压35V，而因为BE结是正偏，即B极电位>E极电位，所以VB的最小值要大于等于VE，所以VB设置为2.5V 到最高电源35V，其余的设定就和“静态”一样。坐标轴的定义也是一样。
    测出来的静态hfe-Ic和动态hfe-Ic曲线如下


    上图兰色线是动态hfe-Ic曲线，Vc分别设成15V、20V、25V、30V、35V；红色线是静态hfe-Ic曲线，其Vce设置分别为5V、10V、15V、20V；
    图中突然下掉的曲线是设置Vc=15V时的“动态Hfe-Ic曲线”，从曲线可以看到，当Ic达到12.5mA时，hfe急速减少，这个原因是Ic=12.5mA时，测试被测管的VCE变得很低很低了，
        因为Vc=15V、Ve=2.5V，即Vce+Vrc=12.5V，而12.5mA时，Vrc=12.5V，即Vce变得极小。BC结正偏了。

    因为动态hfe-Ic曲线测量时，Vce一直变动，所以测出来的曲线之间不好比较，而静态hfe-Ic曲线测量时，Vce维持在一个稳定电压。
    从上图也可以看出，红色线是静态hfe-Ic曲线，曲线之间也较均匀，所以想了解Vce对hfe的影响，用静态hfe-Ic曲线会较好。

    动态曲线和静态曲线实现的方法是差不多，但动态曲线测量起来速度会比静态快，因为静态测量时，程序是通过“测量-控制-再测量-再控制”这样的循环来调整Vce的电压为设定的值。这个循环可能延续的时间较慢，所以测量“静态”曲线会比动态的慢。
    静态曲线还有一个优点是能够自动适应电源电压，根据设定的电压值，结合当时的供电情况算出一个最合适的测量条件。而动态测量则不能适应不同的电源电压，例如条件中设定Vc=35V，但你只有32V供电，系统产生不了35V，就会拒绝测量。

locky_z

JFET管的Idss是在Vgs=0下测量的，虽然你可以用P-JFET的Vgs-Id曲线测量出Vgs-Id曲线后，再在曲线上找到Vgs=0这一点的Id值当作Idss。但前面说过，测量Vgs的电压值会受到共模电压的影响，此共模电压就是源极的电压。而测P型管时，源极会设置为最高电压，因此共模电压引起的误差也会最大。虽然在曲线上看到Vgs可能是0，但实际可能是-10mV或者+10mV都有可能，这样测出的Id就不是Vgs=0时的Idss了。特别是一些高跨导的JFET管，例如这只2SJ109，Vgs变化20mV，Id变化了0.5mA，相当于3～5%的误差了。
    因此对于高跨导的JFET管，测量其Idss时，最好将GS短接后，再接到测量端子E，而漏极D接到测量端子C，再装入“二极管的VI曲线”来测量，RC用1K，RB和VB的设置没所谓。这样子测出来的是一条恒流曲线。如下图

    绿色是用“Vgs-Id曲线”功能测出来的2SJ109的曲线，用计算功能可以找到Vgs=0时的Id=14.9mA。
    紫色线是将GS短接成两端恒流源，用“二极管VI曲线”条件下测到的恒流曲线，因为原有Vgs-Id曲线是在Vds=10V下测量，所以用计算功能找到V=10V时的Id为14.843mA。
    同样用计算功能找到Id=14.843mA下的Vgs-Id曲线的Vgs实际为1.2mV。
    虽然看到这些误差很小，但如果你未校正或者未预热稳定，或不能确定当时的校正情况，测量高跨导P-JFET管的Vgs-Id还是建议用短接GS方式测恒流曲线。

locky_z

V2.0支持4坐标轴，其中垂直坐标轴可以有左右两条，水平坐标轴可以有上下两条，下面举个例子看看如何使用多坐标轴
    例如BJT管的Vbe-Ic关系中，Vbe是正比于Ic的对数的，但如果用线性坐标很难看到特们的关系，此时就要用到表达式的函数计算了。
    我们先将BJT管的静态Vbe-Ic曲线定义调进来，此条件是在Vce=10V下测出Vbe-Ic并在线性坐标轴上显示，下面我们我们新增一条曲线定义。
    单击“曲线类型”的“增加”按钮，加入一条新曲线，名字为“Vbe-对数Ic”。
    水平轴X的表达式定义为V=Vbe，因为原来线性Vbe-Ic曲线的X轴也为Vbe,所以这两条曲线可以共用一个坐标，所以都选择“下”水平轴；
    垂直轴Y的表达式为LNI=ln(abs(Ic))，ln是取e的对数，abs是取绝对值，目的是为了确保ln(X)里面的X为正数。而原有线性Vbe-Ic曲线的Y轴含义是Ic，两者的量纲不同、含义也不同，数量级也不同。ln(X)的值只有几十，而IC的值会有几百上千mA，如果都用同一个坐标轴刻度的话，ln(X)会被压缩在一个很小区域，很难看。所以对数曲线的Y轴选择“右”垂直轴。
    测到的曲线如下图，兰色是对数Vbe-Ic曲线，参考坐标是右边坐标轴，红色线是线性Vbe-Ic曲线，参考坐标是左边坐标轴。从对数Vbe-Ic曲线也可以看到Vbe和ln(Ic)呈正比。

lg680

学习

locky_z

下面举例说一下正三端稳压7805的Vi-Vo曲线测量方法
  正三端稳压IC的公共端电流最小，其输入和输出脚要流过负载电流，而图示仪只有C E端子才能流过大电流，所以7805的公共端接测量端子B；实际上是经过一个RB=337欧电阻才接到电压源VB的。RB上流过的电流同时就是7805的静态电流。
  因为测量端子C接有RC，可以通过它测出电流，所以要将测量端子C接到7805的输出端，以便测量其电流。而7805的输入端就接测量端子E了。
其等效测量电路如图
  
    因为7805公共端电压是最低电位，所以要设置VB为2.5V，VC也设置为2.5V，Ve设置为2.5V步进到36V以便产生Vi=0~33.5V的输入可变电压。因此选择的测量模式是“VE可变”的自定义测量模式
    现在再看看坐标轴如何定义
    由上面等效原理图可知，7805的输入电压Vi=E点电压-B点电压，输出电压Vo=C点电压-B点电压。而系统只提供了测量值Vbe、Vce、Ic、Ib，如何得到Vi和Vo呢？这是就需要用到一些运算：
    实际上Vi=E点电压-B点电压= —Vbe，而C点电压-B点电压可以参考等效测量原理图右图，即Vo=Vce-Vbe。要注意Vce、Vbe是有符号的，如果一时搞不清楚究竟是加还是减，可以干脆全部用绝对值函数abs来简化
    所以X轴定义为Vi=abs(Vbe)
    Y轴定义为Vo=abs(Vce-Vbe)
    同样你还可以同时测出7805的静态电流Is和Vi的关系。7805的静态电流就是流过RB的电流，也就是Ib，因此其曲线定义为
    X轴同样为Vi=abs(Vbe)，可以和Vi-Vo曲线共用X坐标轴
    Y轴为电流Ib，只能用另外一条坐标轴，所以选择“右”垂直轴，定义为Is=abs(Ib)。
    因为RC是被系统固定了4.7、68、1K、14.5K，所以电流也被固定了。但从测量原理图（忽略Rb上的压降）可知Io=(Vb+Vo-Vc)/RC，改变Vb、Vc可以达到改变电流的目的。但如果改变Vb的话，对于被测稳压IC来说，Vi也是同时改变的；所以最好的方法是改变Vc。例如将Vc改成5V，RC=4.7欧的话，那么负载电流约为(2.5+5-5)/4.7=0.53A。
    下面就是测量一只7805在大电流（1.4A）和小电流（0.1A）下的Vi-Vo曲线和Vi-Is曲线，红色是Vi-Vo曲线（Vo的刻度是左坐标），黑色是Vi-Is曲线（Is的刻度是右坐标）。

    有时还可以在Vi-Vo曲线上看到稳压IC的保护电路工作时的输出电压情况。例如稳压IC功耗过大时的输出曲线。

    你也可以进行Io-Vo特性曲线测量，接法和上面一样，但Io-Vo曲线是固定Vi输入电压情况下测量的，改变负载电阻来获得不同的负载电流。但图示仪因为负载电阻已经固定是这4中阻值了，所以这里做一个变通。
上面说过Io=(Vb+Vo-Vc)/Rc，通过改变Vc就可以达到改变Io的目的，所以测量Io-Vo的测量模式应该选择“自定义模式”的“Vc可变”模式，下面以负三端稳压IC为例。

    负三端稳压7905的输入端接E，Ve应该是最负的电压，所以设成2.5V。次低电压应该是稳压IC的输出端，因为一般稳压IC压降有3V即可工作，所以这一点电压最低为5V。稳压IC的公共端接B测量端子，其电压VB等于稳压IC输出端的电压加上Vo，但稳压IC的稳定电压Vo未知，但三端IC一般最大是24V，所以VB输出电压可以设成5+24=29V。因为是负稳压，电流方向从VC端向稳压IC输出端倒灌电流的，所以VC的电压必须要高于稳压IC输出脚电压，而稳压IC脚的电压为VB-Vo，因为VB=29V,Vo最小1.25V，所以Vc的范围最小值为29-1.25=27.8V，最大电压可以为36V。负载电流则为I=（Vc-(Vb-Vo)）/RC。
     实际上这个公式和上面的公式Io=(Vb+Vo-Vc)/Rc是一样的，如果将负稳压IC的输出电压Vo用负值代替，得出的公式也是一样，只不过电流方向相反。
    如果你已经知道稳压IC的值，那么可以将VB设成更低，这样VC就可以有更大的电压变动范围了，例如测量7905，Ve设成2.5V，稳压压降为3V，所以VB电压可以设成2.5+3+5=11V，这样VC的范围就可以5.5～36V这么宽了。
    下面是在200mA负载电流和1.5A负载电流下的Vo-Io曲线（中间的是1.5A下的测量条件）

小路

可不可以在加个测量管子的发射电阻的阻值的功能，就是1欧姆-0.1欧姆的电阻 就完美了


另我那需要修理的板包装好忘记发了   明天发出

locky_z

图示仪差不多可以测量所有2端或者3端的器件，电阻实际上是两端器件，因此测量完全没有问题。

  但0.x欧电阻的话，小电流测量的话，电阻上压降很小，测起来的效果就像16楼的Vbe曲线那样，会有较大的锯齿
  而如果用大电流测的话，测量板上功率管的功耗会非常大，虽然有3A左右电流限制，但功率管上功耗仍旧会有3*35=100多W的功耗，即使测量时间很短，但仍旧不可忽略。