利用Multisim设计制作WCF耳放

suncand

WCF电路可以实现比较低的输出阻抗，比较大的输出功率和很低的失真度，是做耳放的理想电路。今次希望利用Multisim对耳放电路进行比较详细的设计，然后再实际制作。希望能对电路有较深入的理解。在分析过程中 ，有不当的地方，还请各位版主，老烧们指出。先谢谢了。

第一部分 确定耳放参数和电路结构

首先还是要考虑一下耳放的关键参数。耳放电路和一般功率放大电路最大的差别应该是输出功率重值，不重量。在“耳机俱乐部”上看到一篇文章讲得很有道理。
“ hi-fi耳机的灵敏度（指动圈耳机）大多数在95-100分贝左右，也就是说给它1毫瓦的功率，就能发出90多分贝甚至100分贝的响度。这个响度其实已经很响了，如果长时间地往人耳朵里灌95-100分贝响度的声音，对人耳其实是有损害的——学界认为85分贝是持续久听会造成听觉损害的下限（耳机达到这个响度只需要不到1毫瓦的功率！）。算一下可知给耳机10毫瓦的功率，人耳承受的声音响度很可能就已经超过100分贝了。固然在音乐的高潮片段、全奏瞬间，可能会需要110分贝甚至更高的声压（唱片能记录的最大动态一般不超过120分贝），但事实上也就需要20-30毫瓦的瞬间功率。”
所以耳放的输出功率不需要太大，10～20mw应该足够，但对失真度的要求很高。最好小于0.01%，下面是著名的SOLO耳放的特性，可以作为参考：

SOLO
•        放大器类型    晶体管
•        输入灵敏度    346mV rms
•        最大增益    22.5dB(600Ω)
•        频率响应    12Hz~150kHz（-1dB）
•        总谐波失真    0.02%（1kHz）
•        输出功率    239mW/8Ω; 205mW/30Ω;127mW/120Ω;73mW/300Ω; 43mW/600Ω
•        输出噪音    -88Db（A）
•        耳机输出阻抗    120Ω
•        功耗    <3W

在驱动高阻耳机的时候，要达到同样的输出功率，一定需要较高的输出电压摆幅。对供电电压较低的晶体管耳放来说是比较大的挑战。而电子管耳放在这方面恰恰是优势。
这个WCF耳放打算以驱动手头的AKG601为主要目的。在网上查了一下，AKG601的参数和驱动要求：
•        阻抗：120欧
•        标称灵敏度：101分贝/1V
•        换算灵敏度：92DB
•        放大器平均输出功率：2.00mw
•        一般功率储备要求：20.0mw
•        大动态功率储备要求：59.9mw

适合做耳放的驱动管要求输出电流要比较大，内阻比较低，常用6N11(6922)或者6N6。6N11已经拿去做SRPP耳放了。这个WCF耳放打算用6N6。初步确定了一下耳放的指标：
•        输入500mv，输出阻抗120欧，输出20mw时，失真度<0.05%；输出60mw时，失真度<0.1%；
•        在120欧负载上输出60mw的功率，输出电压Vo(rms)=(120*60/1000)^0.5=2.68V, 电路的放大倍数A=2.68/0.5=5.37倍
由于WCF电路的增益永远低于1，所以还需要一级放大才能满足要求。因此电路的基本架构确定为，用手头的一只6N3做一级放大，直藕6N6 WCF作为输出。电路的基本结构如下图：


图中标出数值的电阻，电容基本不用调整。没有标出数值的，需要根据管子的工作点计算，并希望利用Multisim的仿真功能进行调整。
电路包括两级结构。U1和U2构成典型的WCF电路。U2的偏置电路有U0提供。
U0组成了基本的共阴放大电路，阴极电阻带来一定本级负反馈，减少自身的失真。
Rf构成了环路负反馈，可以进一步降低整个电路的失真。
虽然可以根据电子管手册里给出的特性曲线选择工作点，并进行计算。但考虑到手册里的特性曲线和Multisim里元器件的仿真特性还是有差异，为了保证仿真进行的更准确，必须要了解在Multisim中管子的仿真特性，并计算工作点附近的gm, μ和ra。

利用Multisim10.1中的IV分析仪可以画出管子的特性曲线，而且可以方便地读出曲线上任意点的电压，电流。下图是Multisim 10.1中利用IV分析仪画电子管特性曲线的方法。

按照图中的仿真参数，选择仿真运行，就可以测Ug从0~-9伏，以1伏为变化单位，Ua从0~300伏的曲线。下面是6N6和6N3的曲线图：


从图中可以读出:
6N6: Ug=-3V, Ua=140.373V时，Ia=29.618mA;
6N3: Ug=-2V, Ua=135.448V时，Ia=5.07mA;
利用这个曲线，就可以选择工作点，并计算管子在工作点附近的gm, μ和ra，为下一步计算打下基础。

<下一部分是选择6N6的工作点，并对WCF电路进行仿真>

老爷车

我这个仿真这么回事这样，哪里出了问题。

suncand

老爷车 发表于 2015-12-24 09:07
我这个仿真这么回事这样，哪里出了问题。

估计你选择停止电压大于0，最上面那条曲线像是正栅压曲线。不知你用的哪个版本。我的版本里没有刻度。还是有些不方便。下面是我测试12AX7的参数设置，和测试结果；




自动测试完成后，可以通过调整电流范围和电压范围的参数，让图形更满足观测要求。

suncand

第二部分 选择输出管的工作点，并进行仿真

由于耳放在最大60mw，120欧负载情况下的输出电压峰值有3.83V，交流电流的峰值有32mA，假设上下每个管子输出一半，那么每个管子的有效负载就是120*2=240欧，输出电流的峰-峰值大于32mA。输出管工作点在选择的时候注意考虑以下几点：
1.        输出功率尽量大。在120*2欧负载下，输入电压峰-峰值5~6伏时，输出流的峰-峰值大于32mA；
2.        失真度尽量小。也就是输出电流的正负半周尽量对称；
由于利用Multisim IV仪得到的特性曲线没有刻度，很难做负载线。所以还是利用手册里的特性曲线粗略确定工作点。再用Multisim计算工作点附近的特性，并利用仿真来优化电路的失真度。

图5：


考虑到上下两管共同驱动，可以假设上下管驱动电流相同，那么负载电阻对每个管子的等效阻抗就差不多是实际电阻的两倍。在本电路中，实际负载电阻是120欧，每管的等效阻抗失240欧，在特性曲线上画了两条240欧的负载线（图中的两条红线，由于负载重，负载线近乎垂直），可以得到两个可供选择的工作点Q1和Q2（图中红色圆点）：
1．        Q1：Ug=-2.5v, Ua=135v，Ia=31mA；当输入电压为（-0v ~ -5v）时，输出电流的峰-峰值为46mA;
2．        Q2: Ug=-5V, Ua=170v，Ia=27mA; 当输入电压为（-2v ~ -8v）时，输出电流的峰-峰值为50mA；

这两个工作点显然Q2可以输出更大的功率，但上下半周的电流不如Q1均衡，而且管子基本工作在最大屏耗的状态了，屏压Ua也比较高，这对电源会有较高的要求。因此先选择Q1进行测试，如果不能满足设计要求，再试Q2或其他工作点。

第一步 求出这两个工作点附近的管子参数

设置IV分析仪中NMOS管的仿真参数：
•        V_ds，相当与Ua：开始：0V，结束：300V，增量：1V
•        V_gs：相当与Ug：开始：-4.5V，结束：0V，步数：10；以0.5V为间隔，测试从-4.5到0V共10条曲线；
自动测试后，调整曲线的电流范围和电压范围，得到比较容易观测的图形。
点击V_gs=-2.5V的曲线，右键弹出菜单，选择“显示选择标志”，就可以看到被选中的曲线有“∆”符合标识；拖到V_ds测量线到135V，此时显示出工作点的电流为31.29mA。V_ds测量线和V_gs=-2.5的交点就是工作点Q1。如下图所示：

图6


保持V_ds选择线不变，选择V_gs=-2V的曲线，此时显示的电流为36.239mA；再选择V_gs=3V的曲线，此时显示的电流为26.962mA；那么管子在Q1的跨导：
        gm=(36.239-26.962)/(3-2)=9.547;
选择V_gs=-2V的曲线，拖动V_ds选择线，使得电流显示最接近31.29mA，记录此时的电压值为126.8V；再选择V_gs=3V的曲线，拖动V_ds选择线，使得电流显示最接近31.29mA，记录此时的电压值为143.1V；那么管子在Q1的放大系数为：
        μ = (143.1-126.9)/(3-2) = 16.30
则管子在Q1的内阻为：
        ra = μ / gm = 16.30/9.547 = 1.71( KΩ)
同样方式可以求出6N6在Q2点的特性。 测量的过程和结果记录的下表中

图7：


第二步 在Multisim里搭建WCF电路         

• 先不考虑驱动级。用两个分压电阻代替驱动级，给WCF电路上管提供偏压。为了便于调试，在电路里增加了信号发生器，输出功率计，输出电压探针和失真度仪。
• 为了比较上下管的输出，给上下管增加了1欧的取样电阻；
• 为了测试输出阻抗，还增加了额外的负载和控制开关。
  

测试电路如下图所示：

图8：


根据选定的工作点，需要计算的元件有下管的阴极电阻Rk，分压电阻R1，R2，HT， 还有上管的阳极电阻R。Cout的值在测出输出阻抗后再确定；
由于工作点是Ug=-2.5V， Ua=135V， Ia=31.29mA，则：
        Rk = 2.5/31.29 = 0.08 (KΩ)，功率=2.5*31.29 = 0.078(W);

R的取值会影响HT，进而影响分压电路的计算。所以有必要先对R的值进行估算。看到有的文章里说当R=1/gm时，失真度最小。但都没有给出理由和推导过程。我尝试对这个结果进行推导：

• 由于上管和下管构成了推挽输出。上管阴极输出电流的方向和下管阳极输出电流的方向相反，叠加在一起后一起驱动负载。
• 假设要使叠加后的信号失真最小，那么上下管的输出最大电流时，应该是大小相等，方向相反。
• 上下管输出最大电流的时候，就是负载为0的时候；可以画出这时候的电路交流通路，如下图：
  

图9：


图中所示是输出正半周信号的时候，电路中电流的流向。当上下管平衡的时候：
        i1=i2-----------------------------------(1)
i2是由于i1在R上产生压降，经U1放大后产生的，因此根据电子管基本特性，i2和i1还满足下面的关系：
        i2=gm*i1*R--------------------------(2)
(1)         代入(2) 得：i2 = gm* i2 * R
        所以R=1/gm
考虑负载RL不为0的情况。那么交流通路就如下图：

图10


由于i1=i2，那么RL对于下管U1 来说等效阻抗就为2*RL，利用三极管电流方程，可以得到如下i2和i1的关系：
        i2 = μ * (i1 * R)/(ra + 2RL)，μ为U1的放大系数，ra为U1 的内阻
可以计算出 R = 1/gm + 2RL/μ；
也就是说R的最优值不仅和下管内阻有关，而且和负载阻抗有关。

但在实际仿真测试时，R取计算值时，失真并不是最小。但可以把计算值作为基准值，通过调整得到失真最小的最优值；
因此可以先按照R = 1/gm + 2RL/μ计算：
        R = 1/9.547 + 2*120/16.3 = 0.119 (KΩ)
        HT = 2 * Ua + Ia * Rk + Ia * R = 276V
分压电路的电流取1mA，上下管工作状态一致。分压电路要保证上管U2的栅极电压比阴极电压低2.5V。U2的阴极电压为Ua+Ug=130+2.5=132.5V，所以U2的栅极电压应当为130V
        R2 =  130V / 1mA =130(KΩ)
        R1 = 276v/1mA – 130 = 146(KΩ)

第三步 开始仿真测试

给电路输入1khz的正弦波，并观测输出的功率表，保证在120欧的负载上输出60mw左右的功率。
然后调整不同的R值分别进行测试。每次测试都保证输出功率在60mw左右。严格来讲，R值改变，HT和分压电阻R1的值需要重新计算，并调整。实际测的时候，发现影响不是很大。

最终确定R=185欧时，失真最小。重新计算一下HT=278V，R1=148(KΩ)。

• 当输出60mw功率时，失真度为0.19%
• 当输出20mw功率时，失真度为0.062%
  

测试电路及结果如下图：

图11

图12


还可以进一步计算放大倍数和输出阻抗。
        放大倍数A=Vout/Vin=2.7/3.89=0.69

输出阻抗的测量需要用到开关J1。
假设J1打开的情况下，测得的输出电压是U1；J1关闭的情况下，测得的输出电压为U2， 则输出阻抗Zo= RL*(U1-U2)/(2*U2-U1)，在本电路里可以测量并计算出：
        Zo=50欧左右。

Cout的值和输出阻抗及负载有关。Cout = 1/[2*π*f*(Zo + RL)]，假设下限频率取1HZ，则：
        Cout =1/[ 2* 3.14 * 1*(50+120)]=937uF
考虑到它的耐压要高于电压电压，这一定是个巨无霸。但如果牺牲一点下限频率，那还是可以接受的。

下表是测量和计算的结果：

图13


整体测试结果还比较理想：

• 60mw输出时的失真度<0.2%，已经达到<0.5%的要求。
• 20mw输出时的失真度0.062%，离设计目标<0.05%还有一些差距。需要通过引入环路负反馈来进一步降低失真。
  

   

《未完待续》        

耳朵有毒

支持折腾

suncand

耳朵有毒 发表于 2015-12-24 22:45
支持折腾

也是对自己思考过程的总结。走了不少弯路，希望对他人有用。

根据制作的进展，会把过程拿来分享。

反正是业余爱好，没有压力，可以慢慢来。

还希望对内容多提意见，有啥错误敬请指出。多谢！

老爷车

suncand 发表于 2015-12-24 13:29
估计你选择停止电压大于0，最上面那条曲线像是正栅压曲线。不知你用的哪个版本。我的版本里没有刻度。还 ...

还是不能回到0点。我用的是13.0版。

suncand

老爷车 发表于 2015-12-25 08:33
还是不能回到0点。我用的是13.0版。

测试过程应该没啥问题。我觉得可能是13.0版本电子管模型的问题。

可以再试试其它管子。

wfllsw0

好贴，很详细，谢谢分享！要是牛出那就更完整了…期待版主加精！

老爷车

suncand 发表于 2015-12-25 11:16
测试过程应该没啥问题。我觉得可能是13.0版本电子管模型的问题。

可以再试试其它管子。

可能是模型问题，这个6P15基本正常。

suncand

第三 部分 选择驱动管的工作点，并进行仿真

驱动管U0工作点的选择受到多个条件制约：
1．        由于电路是直藕，U0的阳极电压要与WCF上管U2的栅偏压一致。也就是说U0的（Ua+Ug）=135V
2．        工作电压HT和WCF电路保持一致，278V
3．        通过本级反馈，尽量减小失真。（实际测量发现失真主要来自驱动级）
4．        要有一定的增益，保证电路的整体增益达到设计要求，同时又可以引入一定的环路负反馈降低整体失真

第一步，选择工作点，并进行基本计算

在6N3的特性曲线上选择工作点。如下图:


6N3的工作点：Ug=-2V，Ua=133V，Ia=4.742mA；测量工作点附近管子的参数，如下表：


为了减少本级失真，不打算给阴极电阻加旁路电容。利用阴极电阻提供本级负反馈。

根据U0的限制条件和工作点附件的参数，可以计算6N3共阴电路的Rk，Ra，以及电路增益。

• Rk = Ug/Iaq = 2/4.742 = 0.422(KΩ), 功率=Ug * Iaq = 2*4.742=0.009W；
• Ra = (HT – Ua – Ug)/Iaq = (278 -133 -2)/4.742 = 30.156(KΩ)，功率=0.678 W；
• 增益A = μ * Ra/(Ra+ra+(1+μ)*Rk) = 33 * 30.156/(30.156 + 7.67 + (1+33)*0.422) = 19.08
• 输出阻抗Zo = Ra//(ra+(1+μ)*Rk) = 27.03 (KΩ)，和WCF输入阻抗比，算很小了，基本对电路没有影响；
  

第二步，搭建电路，进行测量

测试电路如下图：


根据前面测量WCF电路的结果：

• 输出20mw的功率，电路需要输入2.26(Vrms)的电压;
• 输出60mw的功率，电路需要输入3.89(Vrms)的电压；
  

因此，重点测量驱动电路在输出上述电压时的失真情况。如下表：


从测试结果看，驱动级失真明显比WCF电路大，尤其是20mw输出功率的情况下。而且驱动级整体放大倍数只有19左右，不太可能引入太深的环路负反馈。

有必要对可以引入的反馈量，及对失真的改善情况进行估算，看看是否能满足设计目标。

首先再回顾一下电路的设计目标：
        输入500mv，输出阻抗120欧，输出20mw时，失真度<0.05%，输出60mw时，失真度<0.1%

在120欧负载上输出20mw的功率，输出电压Vo(rms)=(120*20/1000)^0.5=1.55V, 电路的放大倍数A=1.55/0.5=3.1倍

因此电路的总体增益A(db) = 20 * log (A) = 9.94(db)

驱动级增益A0= 20*log(18.4) = 25.30(db)

WCF电路增益A1 = 20 *log (0.69) = -3.22(db)

所以电路总的开环增益Ao = 25.30-3.22=22.07(db)

可以考虑的负反馈量Af = Ao – A = 22.07 – 9.94 = 12.13(db)

需要估算一下12.13(db)的负反馈量是否可以把失真降低到足够的程度。按照输出20mw的情况考虑，驱动级的失真为0.134%，WCF电路的失真为0.062%，那么总体失真为 0.134% + 0.062% = 0.196%
目标失真度为小于0.05%，那么理论上需要引入的负反馈量为：20*log(0.196/0.05) = 11.87(db)，小于前面计算的Af。

所以目前驱动级的电路应该可以满足要求，但富裕量不大。

《未完待续》

fufayun

技术帖！要顶

suncand

第四部分 构建整体电路和神奇的电阻R

将驱动级和WCF电路合在一起，并加上反馈电路，就构成了完整的WCF耳放电路。
对电路进行整体调试的时候，先调整Rf的值，然电路整体增益满足要求。也就是输入500mv，1khz的有效电压，在120欧负载上有20mw的输出；
然后在调整R，让整体失真降到最低。整体电路测试情况如下图：




电路在输出20mw时，失真度为0.021%，输出60mw时的失真度为0.064%，输出20mw时的灵敏度477mv，完全达到设计要求；

在进行方波测试的时候，发现有一些高频谐振，在反馈回路增加一个50pf左右的电容Cf，就彻底消除了。

电阻R对电路的整体失真度有比较大的影响，在第二部分估算R的最优值的时候假设上下管的输出最大电流时，大小相等，方向相同；

根据这个假设，推导了R的最优值是R = 1/gm。但实际仿真测试的时候，最优值其实比这个值大。一个稍大的R，意味着下管输入电压增加，输出电流必然增加。

在最终电路里，通过观察Rt1和Rt2上的波形，可以看到下管的输出电流其实是略大于上管的。如下图所示。其中缘由，还不得而解。



R在调整电路失真方面，非常灵敏。它的另一个神奇的地方，在于对电源波纹的抑制。

为了试一下该电路对电源波纹的抑制能力，增加了一个20mv(Vrms)，100hz的交流干扰源。在没有输入信号的情况下，发现电路的输出波纹仅有70uv(Vrms)左右。如下图所示。说明电路本身对电源波纹有很强的抑制能力。供电电路仅采用CRC就可以满足要求。


通过分析电路的交流通路，可以发现当R取最优值的时候，可以让交流干扰源在输出端形成大小相等，方向相反的电压。相互抵消后，输出干扰达到最低。
至此，利用Multisim设计WCF耳放暂告一段落。后面的工作需要在实际制作中完善和验证。

《完》

mld

电路的输入阻抗是否低了些、、、

suncand

mld 发表于 2015-12-28 20:26
电路的输入阻抗是否低了些、、、

感谢提醒！

是反馈电阻的原因吗？可以怎么改呢？

mld

是反馈、、、

mld

如果未影响您信号源就可无视、、、呵呵，类似这些前级都是靠深反馈来获得较高指标的

longji98

suncand 发表于 2015-12-24 13:29
估计你选择停止电压大于0，最上面那条曲线像是正栅压曲线。不知你用的哪个版本。我的版本里没有刻度。还 ...

请问这里的参数设置是依据什么？ 。。。 不同的参数， 曲线不一样。。。

suncand

longji98 发表于 2015-12-30 22:07
请问这里的参数设置是依据什么？ 。。。 不同的参数， 曲线不一样。。。

主要考虑管子的工作点。Ua（V_ds）的范围大些没关系，反正也不会烧管。至少大于2倍的工作点电压吧。Ug（V_gs）的范围最好是工作点附近。

例如你希望了解管子工作在Ug=-2.5V，Ua=120V附近的特性。那么就可以设Ua的范围0～240，大些也无所谓；Ug设置为-4.5v~0v，10个间隔。这样你就可以得到Ug分别为0，-0.5，-1.0，-1.5 到-4.5共10条曲线。

在选择Ug=-2.5的曲线，然后拖动Ua测量线，到120V的位置，就可以读出此时的Ia

利用这个方法，主要是为了了解管子在工作点附近的特性: mu, gm, ra。当然要保证不要超屏耗。

longji98

suncand 发表于 2015-12-31 09:38
主要考虑管子的工作点。Ua（V_ds）的范围大些没关系，反正也不会烧管。至少大于2倍的工作点电压吧。Ug（V ...

谢谢楼主。 当按要求设定好仿真参数后是不是这样？
。