重发：老树发新芽 EL34&KT88推挽胆机

linpei

昨天发的帖子不知何故大多数图片不能显示，应大家要求想重发图片，但已不能插入文中。不能图文对照阅读是极不方便的，所以只好重发。有可能昨天一下发15张图片导致图片全挂了，因此今天2张图片发一贴。

     我在1994年DIY了一台300B推挽胆机，见在矿石收音机论坛发表的《15年前发烧制作的胆机》一文。我一直对将300B用于推挽机有点耿耿于怀，而对90年代初从炼钢厂废钢堆捡来的英国GEC KT88、英国大盾EL34没派上用场，有点不太甘心。那是1992年初，我从厦门来的一批废钢中的旧仪器上拔下6只大盾EL34，管子结构参差不齐，有双圆环的，也有单圆环的；有焊屏的，也有非焊屏；有XF2期的，也有XF3期的。GEC KT88是装在一只生锈铁箱子里的，上面有英军的鸡爪标记，打开后，整块海绵上整整齐齐插着8只KT88，管子上排印着Genalex，下排印着Gec的MO Valve Co., Hammersmith工厂标记“Z”。当时并不知道大盾和GEC管子的珍贵，近几年才知道它们是宝贝。有这些现在要花大价钱买的名管，就萌生了用300B和2A3另作一台单端机，推挽机改用KT88和 EL34的想法。
     KT88和 EL34推挽机改好后，信噪比很高，达到95db，音量电位器开到最大，耳朵紧贴音箱也听不到一点哼声和噪音，背景非常干净。实际听感也很好，高频细节很多且柔顺，中频醇厚饱满，人声尤其好，低频力度很足且富有弹性，高低频两端延伸很宽，整体音场很开阔，声音很开扬，比原来300B失真小。
下图是EL34推挽

KT88推挽

改制推挽机时的主要工程量是：
（1）        局部修改线路：由于没有采用直热管，旁热管阴极中毒问题没有直热管那么突出，所以取消高压延时电路。前级音调的衰减和提升从±15db改为±6db，电位器改为B型（直线型）。倒相级的恒流源改回最初的五极电子管，采用EF89。设置功率管三极管接法和超线性接法转换开关，用于切换工作状态。电源滤波改为CLC，每声道的后级高压增加第一级C滤波，采用法国苏伦4.7uf MKP电容和德国ROE 1uf MKT电容并联成28uf，第二级10H电感滤波保持不变。每声道的前级高压增加第一级C滤波，采用德国西门子与松下合作的S+M电容（made in germany），并且增加第二级5H电感滤波。
（2）        局部修改用料：100K音量电位器改为100K 24档步进电位器，以求改善左右声道平衡度。前级SRPP电路放大管改用12AU7（ECC82）代替原来的6N11（ECC88）,以达到在不改变前级稳压电流前提下使前级放大管的工作点处于A类的目的。由于12AT7有更高跨导（5.5 mA/V）和放大系数（60）及较适合的阳极电流（10mA），作阴极跟随器时将有更小输出电阻和更大的电流驱动能力，所以仿照麦景图MC-275，阴随推动级的电子管改用与12AZ7等效的12AT7代替原来的5814A（ECC82）。
（3）        重新设计制作电源变压器。原因有四：原来的变压器左右声道电压稍有偏差，导致两边工作点不同，将影响立体声声场；原来只有一个负偏压绕组，两声道公用，在没有条件做去耦测试的情况下，将影响声道分离度；灯丝改全交流供电，增加灯丝绕组中心抽头；为改为用旁热式电子管整流做好准备——高压绕组抽头要精确，两组电压要一致，以便由两组桥式硅整流合并为一组全波电子管整流，并且预留整流管的5V灯丝绕组。
（4）        增加元件或修改部分元件参数
（a）增加元件：主要是增加五极管的栅极抑制电阻。五极管的的跨导比较高，有可能产生射频振荡。根据Morgan Jones所著的《电子管放大器》的论述，EL34和KT88的栅极抑制电阻采用1.2K。
（b）修改部分元件参数：主要是输入级的阴极交流旁路电容容量原先采用1000uf，可能并不合适，需要经过计算重新选择。
（一）设计制作电源变压器和整流元件选择
  一、次级电流功率计算
1、后级高压电流：KT88最大电流——固定偏压-59V，超线性，Va453V，2×140mA=280mA
                    实际：Va400V，三极管接法，固定偏压-40V，2×100mA=200mA
       后级高压功率：电感负载桥式最大1.1×370×0.28×2=228W，实际1.1×370×0.2×2=162.8W，
2、前级高压电流：工作点电流2×12AU7_2×3.5mA，6E2_2×1mA,6SN7_2×5mA，稳压管电流2×6mA，EF89的帘栅极电流_2×3mA,12AT7_2×7.5mA,合计52mA ,最大不会超过64mA。
功率(电容负载桥式)最大1.56×340×0.064×2=67.89W=68W
3、后级灯丝电流：1.6A×2=3.2A，功率6.3×3.2×2=40.32W
4、前级灯丝电流：6.3V——6E2_0.3A，6SN7_0.6A， EF89_0.2A,合计1.1×2=2.2A ,功率6.3×2.2=13.9W。
12.6V——12AU7_0.15A ,12AT7 _0.15A,合计0.15×6=0.9A，功率12.6×0.9=11.3W
加上预留负栅压电子管整流EZ81的灯丝供电1.2A，共计32.44W。
5、预留电子管整流灯丝电流：后级用5Z8P，5.75A；前级用5Z4P，2.2A,39.85W 。总计77.41W。
6、负偏压电流：主要是12AT7的阴极电流15mA。改用12BH7时，阴极电流18mA。
功率(电容负载桥式)1.56×141×0.018×2=7.9W
合计：最大——228＋68＋40.3＋77.41＋7.9=421.6W 实际约250W
初级功率最大397.3/0.9=441W，电流2.0A。实际250/0.9=278W,电流1.27A
二、变压器制作
英国缺口铁芯，B=10000GS，133×110×70mm，舌宽44mm,截面30.8㎝2，N=1.5N/V,
窗口：66mm×22㎜，除去骨架占用的，实际61.7㎜×19.15㎜

（1）        灯丝：为了使6.3V绕组的中心抽头准确，圈数改为10N，在第5匝处抽头，改匝比为N=1.5873N/V。电流3.2A，线径D=0.7×√3.2=1.25㎜,外径1.33㎜。2组6.3V——KT88×4灯丝，20N；2组6.3V——前级左右声道灯丝和EZ81×1(负栅压整流)灯丝，20N；1组12.6V——前级部分管子灯丝，20N；在第10匝处抽头；4组5V——为改电子管整流预留：5z8p×1＋5z4p×1,4×8N=32N,合计92匝，1层46匝，2层正好可以绕下，厚度：2×1.33＋0.05=2.71㎜，29米S=1.23㎜2，M=0.32㎏
（2）        前级高压1、2：340V×2，540N×2，电流0.127A（晶体管整流时实际0.06A，改电子管整流时两绕组合并，0.12A），线径D=0.7×√0.127=0.25㎜,外径0.275㎜，一层224N，2.41层（2.5）×2=5，厚度5×0.275+3×0.05=1.525㎜，342米，S=0.049㎜2,M=0.15㎏
（3）        后级高压1、2：370V×2  50V＋20V＋300V,300V＋20V＋50V，[头]80N→31N→476N[尾]，[头]476N→31N→80N[尾]， 587N×2,电流0.4A（晶体管整流时实际0.2A，改电子管整流时两绕组合并，0.4A）线径D=0.7×√0.4=0.44㎜,外径0.49㎜，一层126N，4.66层×2=9.32，10层，厚度10×0.49＋8×0.05=5.3㎜，391米
       S=0.15㎜2,M=0.53㎏       
（4）        负偏压1、2：140V×2，222N×2，0.08A，线径D=0.7×√0.08=0.19㎜,0.19㎜线外径0.21㎜，一层293N，1.5层（2），接着后级高压绕组绕，绕满后回头再绕，算1层厚度：0.21＋0.05=0.26㎜，128米（实际值，用已有线）
（5）        初级：220V+10V=230V,349N+16N=365N，电流2A，线径D=0.7×√2=0.989㎜，外径1.07㎜，一层57N，6.4层（7），厚度7×1.07＋4×0.05=7.69㎜，137米, S=0.785㎜2,M=0.96㎏
（6）        屏蔽层0.1＋1.15＋0.15=0.4㎜
（7）        绕组间绝缘：4×0.05=0.2㎜
（8）        线包总厚度：2.71+1.252+5.3+0.26+7.69+0.4+0.2=17. 812mm,窗口还剩余22-17.812=4.188mm，可以绕下。
导线重量计算公式：M=（1／4000）×ρπd2L
ρ:比重，铜：8.89g/cm3；铝：2.7g/cm3。 π：圆周率 d：线芯直径。单位：㎜
L:长度，单位：米。重量M=8.89×S×L
三、整流元件选择
        整流元件必须留出足够的电压电流余量，否则一旦击穿，直接后果就是烧毁电源变压器，而此时保险丝往往是没有熔断的。由于次级高压绕组整流滤波输出电压达到450V，所以整流二极管的反向电压必须大于其2倍，选用1000V/35A整流桥。
        感到纠结的是负偏压整流元件的选择。手头有快恢复二极管FR-107（1000V，1A），负偏压电路的最大负载电流主要来自阴极跟随器，最大电流20mA，能不能用？根据Morgan Jones的著作《电子管放大器》，C滤波电路中整流二极管给滤波电容充电的脉动电流是：
ip=2∏fcVpSin(2∏ft)
其中：f=50HZ, ∏=3.14，c：滤波电容容量（本案2200uf），Vp:次级电压峰值（本案：140V×1.414=198V）, Sin(2∏ft)中的t是充电脉冲时间1ms，括号内的值是弧度，代入上式：
ip=2×3.14×50×0.0022×198×Sin(2×3.14×50×0.001)=136.78×Sin（0.314）=136.78×0.31=42A
        查手册，FR-107正向峰值浪涌电流Ifsm=30A，小于充电回路浪涌电流计算值，采用有风险，于是在手头已有的元件中选用600V～800V，10A的整流桥，正向峰值浪涌电流Ifsm=200A。改好后的整机电路图如下。



补充内容 (2014-3-29 16:08):
看了电路图就知道这是无大环路反馈的2级前置带音调、长尾倒相加阴随推动的电路。级数多、没大环路反馈不一定意味着失真和相移大。请看最后的方波频率响应测试图，相位测试要翻过去的资料，以后再补充。

linpei

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linpei 发表于 2014-3-27 08:23

上图中括号外是供电220V时实测电压值，括号内是供电225V时实测电压值。变压器绕组直流电阻在热态时增大，测出的电压也比冷态时低3V，图中数值是工作6小时后的值。下图是刚工作时的主要测点电压值：

linpei

（二）各级电子管工作点的选择
正确选择电子管的工作点是非常重要的。对于A类放大，正确的工作点应该是选在Vg—Ia特性曲线直线段的中点，这时失真最小，声音听感也最好。有的电路将工作点选在Vg—Ia特性曲线弯曲段，靠近屏流的截止区，电子管工作在小电流状态，实际上是处于AB类放大状态，信号振幅大时，甚至产生了栅流，这时或许听感也不错，但那是一种失真的“好听”，设备已经不是工作于高保真状态了。电子管手册上给出特性曲线全面反映了管子合适的工作点在哪里，是正确选择电子管的工作点的依据，一般用作图法来选择。
为什么要用12AU7（ECC82）代替原来的6N11（ECC88）？因为用示波器观察第二级SRPP电路输出到倒相级栅极方波响应波形有失真，且主要是在信号的下半周的截止失真。

原因是：原来电路6N11（ECC88）的阴极电阻是1K，负偏电压是3.5V，阳极电压是约100V，从Vg—Ia特性曲线查出，这样的工作点位于曲线弯曲段的下方，已经很接近阳极电流的截止点，信号振幅大时，就产生了截止失真。要使6N11（ECC88）工作于A类，就要把工作点选在Vg—Ia特性曲线直线段的中点。作图得出：当Va=100V，Vg=-2.1V时，Ia=10mA，Rk=220欧，这就是6N11（ECC88）工作于A类的工作点。见下图：

linpei

如果将6N11（ECC88）的工作点改为A类，将使每声道前级增加13mA的电流，电源变压器负荷能力没有问题，但原来的前级稳压电路中的限流电阻必须更换为8.2K。这个限流电阻要通过至少28mA电流，降掉230V电压，功率约7W，发热量很大，必须在机外安装，但原先在机外直立安装的电阻是1993年从炼钢厂废钢里的国外军用旧电子设备上拆下的，现在买不到这种安装方式的电阻了，更别说特定阻值8.2K的了。
手头有1993年从炼钢厂废钢里的美国和英国军用旧电子设备上拆下的12AU7（ECC82），就查了它的Vg—Ia特性曲线，作图得出：当Va=100V，Vg=-3.5V时，Ia=3.5mA，Rk=1000欧，此点正位于Vg—Ia特性曲线直线段的中点，这就是说原来的元件不要做任何改变，只要把灯丝电压改为12.6V，改用12AU7（ECC82），就可以使前级工作于A类。见下图：

linpei

12AU7是否适应SRPP电路对放大管特殊要求：阳极工作电压低、阴极与灯丝间的耐压高？查电子管特性手册知：12AU7可以在100V～250V范围内很好工作，在屏压100V、屏流3.5mA时，放大因素仍然保持标准值u=17，跨导是S=1.6mA/V，比标准值（2.2mA/V）小28%。阴极与灯丝间的耐压是180V，比6N11（ECC88）的150V还高30V。所以12AU7具有6N11（ECC88）那样的阳极工作电压低、阴极与灯丝间的耐压高的特性，见下图：

12AU7阴极电阻两边并联的交流旁路电容不仅影响增益，而且其容量大小对低端频响有很大影响。原线路电子管是6N11时选用1000uf，我进行了校验，看在12AU7工作点条件下，其容量是否合适。
根据Morgan Jones的著作《电子管放大器》，电子管本身的阴极等效电阻为：
rk=（RL+ra）/（u+1）
Morgan Jones在《电子管放大器》一书中指出：“SRPP电路中，上臂管子的阴极电阻Rk是下臂管子的RL，由于其阻值相当低，这意味着必定有Av＜u。”
据此，下臂管子的RL=Rk=1K。
电子管的ra和u的值将随阳极静态工作电流大小而变化。在电子管特性曲线图上作图，Ia=3.5mA下，ra=10k，u=17，代入上式：
rk=（10+1）/（17+1）=0.611K
阴极等效阴极交流电阻rk与阴极偏置电阻Rk是并联关系，阴极总电阻：
rk′=rk‖Rk=（611×1000）/（611+1000）=379.3欧姆
        Morgan Jones的著作《电子管放大器》指出：“ 放大器要有良好的低频响应，不止靠正确的幅度响应，还需要相位和瞬态响应所受的影响最小，而相位和瞬态响应涉及的低频端比截止频率低10倍，所以通常将截止频率f-3db选取为1HZ。”
       但是f-3db=1HZ时，对应的时间常数为159ms,回复时间为5×159=0.8秒，电路响应中断的时间已接近1秒，对于重放音乐信号来说，这样延迟已经过长，会造成低频拖长混浊，不干脆利落，所以我设定f-3db=10HZ，回复时间为0.08秒。于是，与RK并联的交流旁路电容的容量为：
Ck=1/2∏f-3db rk′=1/2×3.14×10×379.3=420uf
       最接近420uf的电容量标准值是470uf。我选用了470uf/16V瑞典长寿命电容，型号：PEG124。当然，仍采用1000uf的阴极旁路电容也是可以的，只是它对应于截止频率f-3db=5HZ，由于指数特性的缘故，比f-3db=10HZ回复时间长不止一倍。本机低频响应已经很好（见后面的方波响应），没必要采用这么大的电容。

       长尾倒相级的6SN7兼有增益放大作用，必须工作于A类。我根据电路中实测的电压和计算的电流，验证它们都工作于Vg—Ia特性曲线直线段。6SN7的工作点:Va=180V，Vg=-6.5V，Ia=4.3mA，工作点在直线段中点偏下。

linpei

     由于倒相级6SN7工作在放大状态，所以需要检验其工作点的最大不失真输出振幅是否合适，能否不失真地驱动EL34和KT88。
     首先，做出倒相管的负载线。长尾倒相电路与共阴极放大电路一样，负载线上Ia=0的电压端点是高压电源经负载电阻至阴极的电压，即：VHT=430V-100V=330V；负载线上Va=0的电流端点VHT/RL=330V/33K=10mA。在6SN7特性曲线图上连接这两个端点做出负载线，正好准确通过工作点：Va=180V，Ia=4.3mA Vg=-6.5V，由此可见；负载线的作图准确无误。

     其次，找出限制点的电压振幅。沿负载线向左，找到即将产生栅流的饱和点Vg=-1V所对应的电压是95V；向右在相同幅度内没有截止点；于是最大不失真振幅峰峰值是：工作点电压与饱和点电压的差值的2倍：VP-P=2（180V-95V）=170V，有效值是：
Vrms= VP-P/2√2=170/2√2=60.1V,此值可驱动EL34和KT88，甚至2A3和300B。

     倒相级6SN7的阴极恒流源工作点的设置同样重要，这关系到倒相两臂的平衡性。采用EF89做恒流管是因为1993年从从炼钢厂废钢里的英国和丹麦军用旧通信设备上拆下了十多只EF89，多数测试良好；查手册可得到：EF89的内阻高达900K，放大系数u=3280，Va＞75V以后屏流曲线比较平坦（屏压Va变动时屏流Ia变化很小），屏流加帘栅极电流超过10mA。这些特性决定了EF89在低屏压110V时有良好的恒流特性。EF89的参数如下：

    EF89的工作点由6SN7阴极电位（也就是EF89的阳极电压）、EF89的帘栅极电压、阳极电流加帘栅极电流流过阴极电阻产生负偏压决定。6SN7阴极电位就是前级SRPP输出电位加偏压，这个电路里是112V～115V。EF89的帘栅极电压从手册查出是100V，最好稳定，所以采用了帘栅极100V稳压电路。选择工作点主要是调整EF89的阴极电阻，（本机调至约200欧），对应的第一栅极偏压约-2.2~-2.3V左右，使6SN7两臂33K输出电阻上的压降为140V左右，对应的阳极电流为4.3mA左右。
根据EF89的内阻Ra、放大系数u和阴极电阻Rk，计算恒流源所呈现的交流电阻：
R=Ra+（u+1）×Rk=900K+（3280+1）×0.2K=1556.2K=1.56M
这数值比常规长尾倒相电路的阴极电阻（20～30K）大了50多倍。
    再查EF89曲线检验工作点是否合适，见下图：EF89的栅压-帘栅压-屏流曲线——栅压-2.3V、帘栅压100V，对应的屏流是8.5mA。

linpei

EF89帘栅极电流曲线：帘栅压100V，栅压-2.3V，对应的帘栅极电流3mA

由下图可见，当Va=112V~115V，Vg2=100V，Vg1=-2.3V，EF89工作于特性曲线的平坦区域，具有很好的恒流特性。

linpei

实际测试表明，管内两边三极管参数完全一致的管子的两臂直流电压没有差异，不完全一致的，两臂直流电压可能有0.5V～2.0V的差异，但是恒流源式长尾倒相后两臂输出的交流电压的平衡度很好。

    阴随推动级的12AT7也必须工作于A类。
12AT7的工作点:Va=190V，Vg=-1.6V～1.8V，Ia=7mA，工作点正好在直线段中点。见下图：

     当阴随推动管采用12AT7时，尽管其自身栅压为-1.6～-2V不等，但由于12AT7本身栅压-屏流（Vg1-Ia）特性和阴极深度负反馈作用，对栅压跟随得很好，加到栅极电压是-32V左右，阴极也是-32V左右，相差不过零点几伏，所以麦景图MC-275图中标注12AZ7栅极电压是-57V，阴极也是-57V。开始我以为MC-275图标错了，实际做出来测量后才明白12AT7就是跟随得这么好。
    起初打算将功放级的偏压改为阴极电阻偏压，在底板上增加了2×450欧姆的阴极电阻（美国西电后期黑色的矩形电阻）。这样的最大好处是：如果失去负偏压（阴极电阻开路），阳极电流也同时断开；如果负偏压改变（阴极电阻变值），阳极电流也同时改变，保证了功放管的安全。但是，由于十几年前从废钢场捡来的英国大盾EL34参数稍微有点不对称，推挽输出的两臂电流不完全一致，这不仅使谐波失真不能完全被抵消，而且还会产生交越失真。所以，为了能用上这些大盾名管，还是采用原先固定负偏压，以便于单独调整偏压，使两管电流对称。实践表明，原先采用的WXD2-53线绕10圈指针式电位器可靠性很高，负压回路都采用高可靠金属膜电阻，可靠性基本是有保证的。调试结果是：各管偏压相差并不大，约0.4V～0.6V，对管子的工作点影响不大。

    必须仔细设置EL34和TK88的工作点，使之满足中小音量时工作在A类，大音量时工作在AB1类的要求。对于EL34比较好办，因为手册给出了栅压—屏流曲线（Vg1-Ia），只要把工作点设置在Vg1-Ia曲线直线段的中点（全A类工作点）偏下一点即可。对于KT88，没有栅压—屏流曲线（Vg1-Ia），只能根据手册给出工作点条件，到Va-Ia曲线中去找。确定EL34的工作点是：Va=400V，Vg=－30V，Ia=66mA。 KT88的工作点是：Va=400V，Vg=－40V，Ia=76mA。
EL34工作点曲线

    但是，当EL34的工作于Va=400V，Vg=－30V，Ia=70mA时，在较暗的环境下，竟然观察到有轻微红屏，作图和现象都表明工作点已经达到EL34的最大功耗曲线的交界点。如果用的是曙光管，不仅价格低廉而且随时可以买到管子更换，也就随他去了，但这可是英国大盾名管，必须要延长使用寿命，所以调低工作点，最终调好EL34三极管接法的工作点是：Va=400V，Vg=－31～－32V，阴极0.22欧电阻上电压降0.014V，阴极电流也就是Ia+Ig2=63mA。

linpei

     做EL34负载线，校验最大不失真输出电压摆幅：
    根据Morgan Jones所著的《电子管放大器》，可以把推挽输出级的其中一臂当作单端输出级对待，因此，取输出级的屏-屏电压800V和屏-屏负载（输出变压器初级）阻抗5.5K的一半，则Va=0时的Ia=400/2.75=145.45mA，取全值也有：Ia=800/5.5=145.45mA。Ia=0时，在Va轴的延长线上找到Va=800V的点。连接Ia=145.45mA和Va=800V两点，正好通过Vg=-31V～-32V的工作点Q，表明负载线正确。
     从工作点出发，沿负载线向右，没有遇到限制点，向左遇到出现栅流的Vg=0V，作为限制点，此点对应屏压Va=127V，于是
最大不失真输出电压峰峰值：Vpp=2×（400-127）=546V
最大不失真输出电压有效值：Vrms= Vpp/2√2=193V
单管最大不失真输出功率：P= （Vrms）2/RL=(193) 2/2750=14W
两管推挽最大不失真输出功率：14W×2=28W。在输出变压器次级扬声器端子测得的电压是15V，P= （Vrms）2/RL=(15) 2/8=28W，与在初级计算结果完全一致。

    复核EL34工作点与最大功耗：
    在最大功耗曲线与Vg=-32V交界处取点，由图可知：在负偏-32V时，电压可用到420V，电流可用到73mA；在负偏-32.5V时，电压可用到430V，电流可用到70mA。现在的Va=400V，Ik（Ia+Ig2）=63mA绝对在安全区域内。


受到发图限制，暂时今天到此为止，明天继续

qiaoshikang

看了脑袋有点晕

超人胆

难的一见的好帖子，介绍的这样祥细全面，估计有好多兄弟看的一头雾水。

4:55

强, 留了, 要再看 .. . 支持

linpei

linpei 发表于 2014-3-27 11:21
做EL34负载线，校验最大不失真输出电压摆幅：
    根据Morgan Jones所著的《电子管放大器》，可以把推 ...

       做KT88负载线，校验最大不失真输出电压摆幅：
       与EL34同样方法做出负载线：连接Ia=145.45mA和Va=800V两点，正好通过Va=400V，Vg=-40V，Ia=76mA的工作点Q，表明负载线正确。
从工作点出发，沿负载线向右，没有遇到限制点，向左遇到出现栅流的Vg=0V，作为限制点，此点对应屏压Va=108V，于是：
最大不失真输出电压峰峰值：Vpp=2×（400-108）=584V
最大不失真输出电压有效值：Vrms= Vpp/2√2=206.5V
单管最大不失真输出功率：P= （Vrms）2/RL=(206.5) 2/2750=15.5W
两管推挽最大不失真输出功率：15.5W×2=31W
      复核KT88的最大功耗：
在Vg=-40V与最大功耗曲线交界取点，可见阳极电压可以用到418V，阳极电流可以用到96mA。现在的工作点：Va=400V，Ia=76mA绝对在安全区域内。


       (三）音调控制电路的分析验证
本机音调电路采用《音响世界》刊登的电路。第一级SRPP电路的负载电阻的选择关系到失真度的大小。对于12AU7（ECC82），负载电阻和失真度的关系如下图：

由上图可知，12AU7构成SRPP电路的负载RL=25K时失真度最小。最终的负载阻抗与RC衰减型音调电路输入阻抗有关。此阻抗可根据下图来求取：

输入阻抗在最小值72.5K到最大值602K之间变化。当电容短路时，即把音调控制呈平坦特性的中频等效电路如下图所示：

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linpei 发表于 2014-3-28 08:37
做KT88负载线，校验最大不失真输出电压摆幅：
       与EL34同样方法做出负载线：连接Ia=145.45m ...

音调电路中频等效的阻抗可计算出为84.7K。据此可以算出最终负载阻抗是：
R0=RT0*RL÷（RT0-RL）=84.7*25÷(84.7-25)=35.5K，取36K。
本机的音调控制特性如下图：

由上图可知，最大提升量在低频是+6db不到一点，在高频是+6db，衰减量在100HZ和10KHZ时均为-9db。

（四）焊机制作
  （1）为了避免交流电源线对信号线的交流感应干扰，必须保证所有电源线与信号线垂直相交。本机原先将电源布置在左侧，电源线出线都是从左至右，而信号通道走线是从前至后，这就自然保证所有电源线与信号线都垂直相交。
   （2）一点接地。一点接地的概念是：来自不同电源（包括灯丝绕组）的电路“地”，不能“手握手”链接，应单独直接接到汇集的接地点；来自同一电源的电路“地”，可以就近接在本级的接地干线上，再接到汇集的接地点。根据这一原则，各级设置6mm2粗铜线作接地干线，同一级元件的地端就近接干线，再用导线单独引至接地点接地。本机的接地点汇集了14根接地线。
   （3）信号线、元器件之间的连线全部采用德国铁氟龙镀银线，甚至电源，也大部分采用了这种线。铁氟龙镀银线是上世纪80年代末从西德进口的工业自动化仪表柜的备用线。
   （4）要注意灯丝绕组的负荷均衡分配，避免出现有的负荷重而电压过低、有的负荷轻而电压过高的情况，这都将对电子管寿命不利。同时还要注意推挽两个管子的灯丝绕组的负荷应一致，避免因此引起的推挽管屏流不对称。由于旁热管的灯丝与信号回路绝缘，所以分配时不必拘泥于直热管机灯丝绕组需左右声道分开的原则，只要考虑负荷均衡即可。
    （5）由于是自用机器，所以不必为了接线整齐美观而将走线绑扎在一起，反而应尽量松散。因为根据电学原理，带电导线离得越近，分布电容越大，越容易通过分布电容耦合噪声；根据电磁场原理，平行导线的电流必产生电磁场，互相离得越近，电磁场干扰也越大。
    本机的本底噪声很低。输入端悬空，音量电位器开到最大，耳朵紧贴音箱也听不到一点噪音，实测此时功放输出的交流电压是0.35mV，而功放最大输出交流电压是20V，因此算出信噪比：S/N=20㏒20/0.00035=95.2db。本机的背景噪声全无使我有次小长假外出旅游前放完CD后竟然忘了关机，3天后回来只见它仍然悄然无息地通着电，测量各点参数均正常，无意中做了次老练和可靠性试验。我的体会是：无噪声比美观更重要。

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linpei 发表于 2014-3-28 08:48
音调电路中频等效的阻抗可计算出为84.7K。据此可以算出最终负载阻抗是：
R0=RT0*RL÷（RT0-RL）=84.7*25 ...

一点接地：接地点汇集了14根接地线。

电源部分接线

24档分流型步进音量电位器

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linpei 发表于 2014-3-28 08:52
一点接地：接地点汇集了14根接地线。

电源部分接线

前级、倒相级、推动级接线


（四）调试方波频率响应

为什么调试音频设备时要测试方波频率响应？因为音频信号是由无穷多的基波与泛音谐波组合而成的，HIFI音频器材必须完整地重现这些组合波形才是完美的高保真器材。如果器材性能不良，就会丢失音源波形信息，特别是高频泛音信息，所以听感细节缺乏、韵味乏陈、味同嚼蜡，松香味、质感缺失、这是市场上大部分器材的情况。
   根据傅里叶定律，方波是由无穷多次正弦波组合而成的，用方波测试功放的频率响应，比正弦波测试更代表实际音频信号，更能反应功放器材的动态性能。目前采用正弦波的测试方法是不完善的，基本上只能反映其静态素质，所以造成许多器材指标好、听感不好的现象。由于方波响应未列入音频检测标准，所以许多贵价名机其听感也不咋的。
本机的实际听感很好，高频细节很多且柔顺，中频醇厚饱满，人声优美，低频力度很足且清晰，高低频两端延伸很宽，整体音场很开阔，声音很开扬，比原来300B失真小。但是听感是见仁见智的东西，用语言去形容怎么怎么好，大家不一定相信，而且语言也无法形容一种无形东西。20HZ～20KHZ方波响应波形最能说明音质和听感。波形不好和畸变严重的机子，听感一定好不到哪里去，反之，一定不会差。所以就不多说听感如何如何了，用方波频率响应照片来眼见为实地说明本机的音质和听感。
在三极管接法和音调电位器置于不提升也不衰减位置时，测试了这台KT88//EL34推挽机的方波频率响应。以下是中等功率时的方波频率响应图：

左声道20HZ


右声道20HZ

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左声道200HZ



右声道200HZ

linpei

linpei 发表于 2014-3-28 08:58
左声道200HZ

左声道2000HZ



右声道2000HZ