老树发新芽 EL34&KT88推挽胆机

linpei

我在1994年DIY了一台300B推挽胆机，见在矿石收音机论坛发表的《15年前发烧制作的胆机》一文。我一直对将300B用于推挽机有点耿耿于怀，而对90年代初从炼钢厂废钢堆捡来的英国GEC KT88、英国大盾EL34没派上用场，有点不太甘心。那是1992年初，我从厦门来的一批废钢中的旧仪器上拔下6只大盾EL34，管子结构参差不齐，有双圆环的，也有单圆环的；有焊屏的，也有非焊屏；有XF2期的，也有XF3期的。GEC KT88是装在一只生锈铁箱子里的，上面有英军的鸡爪标记，打开后，整块海绵上整整齐齐插着8只KT88，管子上排印着Genalex，下排印着Gec的MO Valve Co., Hammersmith工厂标记“Z”。当时并不知道大盾和GEC管子的珍贵，近几年才知道它们是宝贝。有这些现在要花大价钱买的名管，就萌生了用300B和2A3另作一台单端机，推挽机改用KT88和 EL34的想法。
      KT88和 EL34推挽机改好后，信噪比很高，达到95db，音量电位器开到最大，耳朵紧贴音箱也听不到一点哼声和噪音，背景非常干净。实际听感也很好，高频细节很多且柔顺，中频醇厚饱满，人声尤其好，低频力度很足且富有弹性，高低频两端延伸很宽，整体音场很开阔，声音很开扬，比原来300B失真小。
改制推挽机时的主要工程量是：
（1）        局部修改线路：由于没有采用直热管，旁热管阴极中毒问题没有直热管那么突出，所以取消高压延时电路。前级音调的衰减和提升从±15db改为±6db，电位器改为B型（直线型）。倒相级的恒流源改回最初的五极电子管，采用EF89。设置功率管三极管接法和超线性接法转换开关，用于切换工作状态。电源滤波改为CLC，每声道的后级高压增加第一级C滤波，采用法国苏伦4.7uf MKP电容和德国ROE 1uf MKT电容并联成28uf，第二级10H电感滤波保持不变。每声道的前级高压增加第一级C滤波，采用德国西门子与松下合作的S+M电容（made in germany），并且增加第二级5H电感滤波。
（2）        局部修改用料：100K音量电位器改为100K 24档步进电位器，以求改善左右声道平衡度。前级SRPP电路放大管改用12AU7（ECC82）代替原来的6N11（ECC88）,以达到在不改变前级稳压电流前提下使前级放大管的工作点处于A类的目的。由于12AT7有更高跨导（5.5 mA/V）和放大系数（60）及较适合的阳极电流（10mA），作阴极跟随器时将有更小输出电阻和更大的电流驱动能力，所以仿照麦景图MC-275，阴随推动级的电子管改用与12AZ7等效的12AT7代替原来的5814A（ECC82）。
（3）        重新设计制作电源变压器。原因有四：原来的变压器左右声道电压稍有偏差，导致两边工作点不同，将影响立体声声场；原来只有一个负偏压绕组，两声道公用，在没有条件做去耦测试的情况下，将影响声道分离度；灯丝改全交流供电，增加灯丝绕组中心抽头；为改为用旁热式电子管整流做好准备——高压绕组抽头要精确，两组电压要一致，以便由两组桥式硅整流合并为一组全波电子管整流，并且预留整流管的5V灯丝绕组。
（4）        增加元件或修改部分元件参数
（a）增加元件：主要是增加五极管的栅极抑制电阻。五极管的的跨导比较高，有可能产生射频振荡。根据Morgan Jones所著的《电子管放大器》的论述，EL34和KT88的栅极抑制电阻采用1.2K。
（b）修改部分元件参数：主要是输入级的阴极交流旁路电容容量原先采用1000uf，可能并不合适，需要经过计算重新选择。
（一）设计制作电源变压器和整流元件选择
  一、次级电流功率计算
1、后级高压电流：KT88最大电流——固定偏压-59V，超线性，Va453V，2×140mA=280mA
                    实际：Va400V，三极管接法，固定偏压-40V，2×100mA=200mA
       后级高压功率：电感负载桥式最大1.1×370×0.28×2=228W，实际1.1×370×0.2×2=162.8W，
2、前级高压电流：工作点电流2×12AU7_2×3.5mA，6E2_2×1mA,6SN7_2×5mA，稳压管电流2×6mA，EF89的帘栅极电流_2×3mA,12AT7_2×7.5mA,合计52mA ,最大不会超过64mA。
功率(电容负载桥式)最大1.56×340×0.064×2=67.89W=68W
3、后级灯丝电流：1.6A×2=3.2A，功率6.3×3.2×2=40.32W
4、前级灯丝电流：6.3V——6E2_0.3A，6SN7_0.6A， EF89_0.2A,合计1.1×2=2.2A ,功率6.3×2.2=13.9W。
12.6V——12AU7_0.15A ,12AT7 _0.15A,合计0.15×6=0.9A，功率12.6×0.9=11.3W
加上预留负栅压电子管整流EZ81的灯丝供电1.2A，共计32.44W。
5、预留电子管整流灯丝电流：后级用5Z8P，5.75A；前级用5Z4P，2.2A,39.85W 。总计77.41W。
6、负偏压电流：主要是12AT7的阴极电流15mA。改用12BH7时，阴极电流18mA。
功率(电容负载桥式)1.56×141×0.018×2=7.9W
合计：最大——228＋68＋40.3＋77.41＋7.9=421.6W 实际约250W
初级功率最大397.3/0.9=441W，电流2.0A。实际250/0.9=278W,电流1.27A
二、变压器制作
英国缺口铁芯，B=10000GS，133×110×70mm，舌宽44mm,截面30.8㎝2，N=1.5N/V,
窗口：66mm×22㎜，除去骨架占用的，实际61.7㎜×19.15㎜

（1）        灯丝：为了使6.3V绕组的中心抽头准确，圈数改为10N，在第5匝处抽头，改匝比为N=1.5873N/V。电流3.2A，线径D=0.7×√3.2=1.25㎜,外径1.33㎜。2组6.3V——KT88×4灯丝，20N；2组6.3V——前级左右声道灯丝和EZ81×1(负栅压整流)灯丝，20N；1组12.6V——前级部分管子灯丝，20N；在第10匝处抽头；4组5V——为改电子管整流预留：5z8p×1＋5z4p×1,4×8N=32N,合计92匝，1层46匝，2层正好可以绕下，厚度：2×1.33＋0.05=2.71㎜，29米S=1.23㎜2，M=0.32㎏
（2）        前级高压1、2：340V×2，540N×2，电流0.127A（晶体管整流时实际0.06A，改电子管整流时两绕组合并，0.12A），线径D=0.7×√0.127=0.25㎜,外径0.275㎜，一层224N，2.41层（2.5）×2=5，厚度5×0.275+3×0.05=1.525㎜，342米，S=0.049㎜2,M=0.15㎏
（3）        后级高压1、2：370V×2  50V＋20V＋300V,300V＋20V＋50V，[头]80N→31N→476N[尾]，[头]476N→31N→80N[尾]， 587N×2,电流0.4A（晶体管整流时实际0.2A，改电子管整流时两绕组合并，0.4A）线径D=0.7×√0.4=0.44㎜,外径0.49㎜，一层126N，4.66层×2=9.32，10层，厚度10×0.49＋8×0.05=5.3㎜，391米
       S=0.15㎜2,M=0.53㎏
（4）        负偏压1、2：140V×2，222N×2，0.08A，线径D=0.7×√0.08=0.19㎜,0.19㎜线外径0.21㎜，一层293N，1.5层（2），接着后级高压绕组绕，绕满后回头再绕，算1层厚度：0.21＋0.05=0.26㎜，128米（实际值，用已有线）
（5）        初级：220V+10V=230V,349N+16N=365N，电流2A，线径D=0.7×√2=0.989㎜，外径1.07㎜，一层57N，6.4层（7），厚度7×1.07＋4×0.05=7.69㎜，137米, S=0.785㎜2,M=0.96㎏
（6）        屏蔽层0.1＋1.15＋0.15=0.4㎜
（7）        绕组间绝缘：4×0.05=0.2㎜
（8）        线包总厚度：2.71+1.252+5.3+0.26+7.69+0.4+0.2=17. 812mm,窗口还剩余22-17.812=4.188mm，可以绕下。
导线重量计算公式：M=（1／4000）×ρπd2L
ρ:比重，铜：8.89g/cm3；铝：2.7g/cm3。 π：圆周率 d：线芯直径。单位：㎜
L:长度，单位：米。重量M=8.89×S×L
三、整流元件选择
        整流元件必须留出足够的电压电流余量，否则一旦击穿，直接后果就是烧毁电源变压器，而此时保险丝往往是没有熔断的。由于次级高压绕组整流滤波输出电压达到450V，所以整流二极管的反向电压必须大于其2倍，选用1000V/35A整流桥。
        感到纠结的是负偏压整流元件的选择。手头有快恢复二极管FR-107（1000V，1A），负偏压电路的最大负载电流主要来自阴极跟随器，最大电流20mA，能不能用？根据Morgan Jones的著作《电子管放大器》，C滤波电路中整流二极管给滤波电容充电的脉动电流是：
ip=2∏fcVpSin(2∏ft)
其中：f=50HZ, ∏=3.14，c：滤波电容容量（本案2200uf），Vp:次级电压峰值（本案：140V×1.414=198V）, Sin(2∏ft)中的t是充电脉冲时间1ms，括号内的值是弧度，代入上式：
ip=2×3.14×50×0.0022×198×Sin(2×3.14×50×0.001)=136.78×Sin（0.314）=136.78×0.31=42A
        查手册，FR-107正向峰值浪涌电流Ifsm=30A，小于充电回路浪涌电流计算值，采用有风险，于是在手头已有的元件中选用600V～800V，10A的整流桥，正向峰值浪涌电流Ifsm=200A。改好后的整机电路图如下。


图中括号外是供电220V时实测电压值，括号内是供电225V时实测电压值。变压器绕组直流电阻在热态时增大，测出的电压也比冷态时低3V，图中数值是工作6小时后的值。
（二）各级电子管工作点的选择
正确选择电子管的工作点是非常重要的。对于A类放大，正确的工作点应该是选在Vg—Ia特性曲线直线段的中点，这时失真最小，声音听感也最好。有的电路将工作点选在Vg—Ia特性曲线弯曲段，靠近屏流的截止区，电子管工作在小电流状态，实际上是处于AB类放大状态，信号振幅大时，甚至产生了栅流，这时或许听感也不错，但那是一种失真的“好听”，设备已经不是工作于高保真状态了。电子管手册上给出特性曲线全面反映了管子合适的工作点在哪里，是正确选择电子管的工作点的依据，一般用作图法来选择。
为什么要用12AU7（ECC82）代替原来的6N11（ECC88）？因为用示波器观察第二级SRPP电路输出到倒相级栅极方波响应波形有失真，且主要是在信号的下半周的截止失真。

原因是：原来电路6N11（ECC88）的阴极电阻是1K，负偏电压是3.5V，阳极电压是约100V，从Vg—Ia特性曲线查出，这样的工作点位于曲线弯曲段的下方，已经很接近阳极电流的截止点，信号振幅大时，就产生了截止失真。要使6N11（ECC88）工作于A类，就要把工作点选在Vg—Ia特性曲线直线段的中点。作图得出：当Va=100V，Vg=-2.1V时，Ia=10mA，Rk=220欧，这就是6N11（ECC88）工作于A类的工作点。见下图：


如果将6N11（ECC88）的工作点改为A类，将使每声道前级增加13mA的电流，电源变压器负荷能力没有问题，但原来的前级稳压电路中的限流电阻必须更换为8.2K。这个限流电阻要通过至少28mA电流，降掉230V电压，功率约7W，发热量很大，必须在机外安装，但原先在机外直立安装的电阻是1993年从炼钢厂废钢里的国外军用旧电子设备上拆下的，现在买不到这种安装方式的电阻了，更别说特定阻值8.2K的了。
手头有1993年从炼钢厂废钢里的美国和英国军用旧电子设备上拆下的12AU7（ECC82），就查了它的Vg—Ia特性曲线，作图得出：当Va=100V，Vg=-3.5V时，Ia=3.5mA，Rk=1000欧，此点正位于Vg—Ia特性曲线直线段的中点，这就是说原来的元件不要做任何改变，只要把灯丝电压改为12.6V，改用12AU7（ECC82），就可以使前级工作于A类。见下图：

12AU7是否适应SRPP电路对放大管特殊要求：阳极工作电压低、阴极与灯丝间的耐压高？查电子管特性手册知：12AU7可以在100V～250V范围内很好工作，在屏压100V、屏流3.5mA时，放大因素仍然保持标准值u=17，跨导是S=1.6mA/V，比标准值（2.2mA/V）小28%。阴极与灯丝间的耐压是180V，比6N11（ECC88）的150V高不少。所以12AU7具有6N11（ECC88）那样的阳极工作电压低、阴极与灯丝间的耐压高的特性，见下图：

12AU7阴极电阻两边并联的交流旁路电容不仅影响增益，而且其容量大小对低端频响有很大影响。原线路电子管是6N11时选用1000uf，我进行了校验，看在12AU7工作点条件下，其容量是否合适。
根据Morgan Jones的著作《电子管放大器》，电子管本身的阴极等效电阻为：
rk=（RL+ra）/（u+1）
Morgan Jones在《电子管放大器》一书中指出：“SRPP电路中，上臂管子的阴极电阻Rk是下臂管子的RL，由于其阻值相当低，这意味着必定有Av＜u。”
据此，下臂管子的RL=Rk=1K。
电子管的ra和u的值将随阳极静态工作电流大小而变化。在电子管特性曲线图上作图，Ia=3.5mA下，ra=10k，u=17，代入上式：
rk=（10+1）/（17+1）=0.611K
阴极等效阴极交流电阻rk与阴极偏置电阻Rk是并联关系，阴极总电阻：
rk′=rk‖Rk=（611×1000）/（611+1000）=379.3欧姆
        Morgan Jones的著作《电子管放大器》指出：“ 放大器要有良好的低频响应，不止靠正确的幅度响应，还需要相位和瞬态响应所受的影响最小，而相位和瞬态响应涉及的低频端比截止频率低10倍，所以通常将截止频率f-3db选取为1HZ。”
但是f-3db=1HZ时，对应的时间常数为159ms,回复时间为5×159=0.8秒，电路响应中断的时间已接近1秒，对于重放音乐信号来说，这样延迟已经过长，会造成低频拖长混浊，不干脆利落，所以我设定f-3db=10HZ，回复时间为0.08秒。于是，与RK并联的交流旁路电容的容量为：
Ck=1/2∏f-3db rk′=1/2×3.14×10×379.3=420uf
最接近420uf的电容量标准值是470uf。我选用了470uf/16V瑞典长寿命电容，型号：PEG124。当然，仍采用1000uf的阴极旁路电容也是可以的，只是它对应于截止频率f-3db=5HZ，
由于指数特性的缘故，比f-3db=10HZ回复时间长不止一倍。本机低频响应已经很好（见后面的方波响应），没必要采用这么大的电容。
倒相级的6SN7和推动级的12AT7也必须工作于A类。我根据电路中实测的电压和计算的电流，验证它们都工作于Vg—Ia特性曲线直线段。6SN7的工作点:Va=180V，Vg=-6.5V，Ia=4.3mA，工作点在直线段中点偏下.

由于倒相级6SN7工作在放大状态，所以需要检验其工作点的最大不失真输出振幅是否合适，能否不失真地驱动EL34和KT88。
首先，做出倒相管的负载线。长尾倒相电路与共阴极放大电路一样，负载线上Ia=0的电压端点是高压电源经负载电阻至阴极的电压，即：VHT=430V-100V=330V；负载线上Va=0的电流端点VHT/RL=330V/33K=10mA。在6SN7特性曲线图上连接这两个端点做出负载线，正好准确通过工作点：Va=180V，Ia=4.3mA Vg=-6.5V，由此可见；负载线的作图准确无误。
其次，找出限制点的电压振幅。沿负载线向左，找到即将产生栅流的饱和点Vg=-1V所对应的电压是95V；向右在相同幅度内没有截止点；于是最大不失真振幅峰峰值是：工作点电压与饱和点电压的差值的2倍：VP-P=2（180V-95V）=170V，有效值是：
Vrms= VP-P/2√2=170/2√2=60.1V,此值可驱动EL34和KT88，甚至2A3和300B。

倒相级6SN7的阴极恒流源工作点的设置同样重要。采用EF89做恒流管是因为1993年从从炼钢厂废钢里的英国和丹麦军用旧通信设备上拆下了十多只EF89，多数测试良好；查手册可得到：EF89的内阻高达900K，放大系数u=3280，Va＞75V以后屏流曲线比较平坦（屏压Va变动时屏流Ia变化很小），屏流加帘栅极电流超过10mA。这些特性决定了EF89在低屏压110V时有良好的恒流特性。EF89的参数如下：

EF89的工作点由6SN7阴极电位（也就是EF89的阳极电压）、EF89的帘栅极电压、阳极电流加帘栅极电流流过阴极电阻产生负偏压决定。6SN7阴极电位就是前级SRPP输出电位加偏压，这个电路里是112V～115V。EF89的帘栅极电压从手册查出是100V，最好稳定，所以采用了帘栅极100V稳压电路。选择工作点主要是调整EF89的阴极电阻，（本机调至约200欧），对应的第一栅极偏压约-2.2~-2.3V左右，使6SN7两臂33K输出电阻上的压降为140V左右，对应的阳极电流为4.3mA左右。
根据EF89的内阻Ra、放大系数u和阴极电阻Rk，计算恒流源所呈现的交流电阻：
R=Ra+（u+1）×Rk=900K+（3280+1）×0.2K=1556.2K=1.56M
这数值比常规长尾倒相电路的阴极电阻（20～30K）大了50多倍。
再查EF89曲线检验工作点是否合适，见下图：EF89的栅压-帘栅压-屏流曲线——栅压-2.3V、帘栅压100V，对应的屏流是8.5mA。

EF89帘栅极电流曲线：帘栅压100V，栅压-2.3V，对应的帘栅极电流3mA

由下图可见EF89工作于特性曲线的平坦区域。

实际测试表明，管内两边三极管参数完全一致的管子的两臂直流电压没有差异，不完全一致的，两臂直流电压可能有0.5V～2.0V的差异，但是恒流源式长尾倒相后两臂输出的交流电压的平衡度很好。

（未完待续）

linpei

推动级的12AT7也必须工作于A类。12AT7的工作点:Va=190V，Vg=-1.6V～1.8V，Ia=7mA，工作点正好在直线段中点。见下图：

当阴随推动管采用12AT7时，尽管其自身栅压为-1.6～-2V不等，但由于12AT7本身栅压-屏流（Vg1-Ia）特性和阴极深度负反馈作用，对栅压跟随得很好，加到栅极电压是-32V左右，阴极也是-32V左右，相差不过零点几伏，所以麦景图MC-275图中标注12AZ7栅极电压是-57V，阴极也是-57V。开始我以为MC-275图标错了，实际做出来测量后才明白12AT7就是跟随得这么好。
起初打算将功放级的偏压改为阴极电阻偏压，在底板上增加了2×450欧姆的阴极电阻（美国西电后期黑色的矩形电阻）。这样的最大好处是：如果失去负偏压（阴极电阻开路），阳极电流也同时断开；如果负偏压改变（阴极电阻变值），阳极电流也同时改变，保证了功放管的安全。但是，由于十几年前从废钢场捡来的英国大盾EL34参数稍微有点不对称，推挽输出的两臂电流不完全一致，这不仅使谐波失真不能完全被抵消，而且还会产生交越失真。所以，为了能用上这些大盾名管，还是采用原先固定负偏压，以便于单独调整偏压，使两管电流对称。实践表明，原先采用的WXD2-53线绕10圈指针式电位器可靠性很高，负压回路都采用高可靠金属膜电阻，可靠性基本是有保证的。调试结果是：各管偏压相差并不大，约0.4V～0.6V，对管子的工作点影响不大。
必须仔细设置EL34和TK88的工作点，使之满足中小音量时工作在A类，大音量时工作在AB1类的要求。对于EL34比较好办，因为手册给出了栅压—屏流曲线（Vg1-Ia），只要把工作点设置在Vg1-Ia曲线直线段的中点（全A类工作点）偏下一点即可。对于KT88，没有栅压—屏流曲线（Vg1-Ia），只能根据手册给出工作点条件，到Va-Ia曲线中去找。最终确定EL34的工作点是：Va=400V，Vg=－31～－32V，Ia=56mA。 KT88的工作点是：Va=400V，Vg=－40V，Ia=76mA。
EL34工作点曲线

最终调好EL34三极管接法的工作点是：Va=400V，Vg=－31～－32V，阴极0.22欧电阻上电压降0.014V，阴极电流也就是Ia+Ig2=63mA
复核EL34工作点与最大功耗：
在最大功耗曲线与Vg=-32V交界处取点，由图可知：在负偏-32V时，电压可用到420V，电流可用到73mA；在负偏-32.5V时，电压可用到430V，电流可用到70mA。现在的Va=400V，Ik（Ia+Ig2）=63mA绝对在安全区域内。
做EL34负载线，校验最大不失真输出电压摆幅：
根据Morgan Jones所著的《电子管放大器》，可以把推挽输出级的其中一臂当作单端输出级对待，因此，取输出级的屏-屏电压800V和屏-屏负载（输出变压器初级）阻抗5.5K的一半，则Va=0时的Ia=400/2.75=145.45mA，取全值也有：Ia=800/5.5=145.45mA。Ia=0时，在Va轴的延长线上找到Va=800V的点。连接Ia=145.45mA和Va=800V两点，正好通过Vg=-31V～-32V的工作点Q，表明负载线正确。
从工作点出发，沿负载线向右，没有遇到限制点，向左遇到出现栅流的Vg=0V，作为限制点，此点对应屏压Va=127V，于是
最大不失真输出电压峰峰值：Vpp=2×（400-127）=546V
最大不失真输出电压有效值：Vrms= Vpp/2√2=193V
单管最大不失真输出功率：P= （Vrms）2/RL=(193) 2/2750=14W
两管推挽最大不失真输出功率：14W×2=28W。在输出变压器次级扬声器端子测得的电压是15V，P= （Vrms）2/RL=(15) 2/8=28W，与在初级计算结果完全一致。
（未完待续）

jackyyoung

怎么打不开页面图片

paul979

非常详细，值得学习！

octflower

paul979 发表于 2014-3-26 16:49
非常详细，值得学习！

好久不见

paul979

octflower 发表于 2014-3-26 16:53
好久不见

近期工作比较忙，来的比较少

kenny

我也想在炼钢厂垃圾堆里捡到GEC金狮KT88原盒。

octflower

kt88  6550推挽一直是我我的终极机器目标

julibo

为什么我看不到图？  刷新了也一样  

twojadupa

很好的技术贴，楼主用心了！同时羡慕楼主能从废钢铁堆里淘到宝贝！

octflower

很多图 我这里都显示不出来  各位都能看得到吗？

云岭春早

真严谨！可惜有很多图我也看不见。

linpei

我自己也看不见图片，只看到3个图片，肯定系统出错了，已经要求版主删掉帖子，我重发一次

longji98

刚好也是准备KT88, 楼主继续.............................. 但好多图看不见..............

爱情欠条

很好的文帖，学习中...

狂风扫落叶

图片挂了吧?,这么多人看不到我也是...写得这么详细学习了!!

超人胆

有文没图，遗憾！

征西大将军

好贴，建议楼主重上图，看不到呢。

天马飞云

linpei 发表于 2014-3-26 22:30
我自己也看不见图片，只看到3个图片，肯定系统出错了，已经要求版主删掉帖子，我重发一次

你再在这个帖子里，发一楼的几张图片，帮你编辑到一楼。