请教各位大师，我想做个分立的平衡输入输出的阻抗匹配电路

mchoi518 · 发表于 2025-11-19 21:30

MT4S301 发表于 2025-11-19 20:07
有hwckewnt大师的水平或许手搓可以超过IC，
一般人应该都不行，，，楼里现在张贴的肯定更不行

好吧，听您这么说死心了，分立的慢慢再研究吧，我不奢求指标超过运放了，，，声音能好听就行~

看来一个阻抗匹配缓冲也不能想的太简单，，还是需要一个完整的放大电路，想指标高还必须复杂，，复杂了原件配对头疼，，，不容易

前天我画了个双单运放的缓冲板明天到货，先将就用着吧~

手曲一指 · 发表于 2025-11-19 22:43

变通一下，可以么？

MT4S301 · 发表于 2025-11-20 22:14

本帖最后由 MT4S301 于 2025-11-20 22:25 编辑

mchoi518 发表于 2025-11-19 21:30
好吧，听您这么说死心了，分立的慢慢再研究吧，我不奢求指标超过运放了，，，声音能好听就行~

看 ...

为避【蓄意打压diy热情】之嫌现奉上本人2小时调的仿真电路：
屏幕截图 2025-11-20 215532.png

因为看见楼里有几个结形场效应管输入的单端电路。于是便仿真了具备相似卖点的电路
小于15pF的电容和所有电感都是寄生参数，制作时不需要添加到电路里

首先看开环交流小信号频响，因为电流反馈型所以用“跨阻”描述开环增益。反馈量由负反馈电阻值（330欧）决定；
负载是600欧理想电阻
此时L2取超大值以切断反馈环。
屏幕截图 2025-11-20 214736.png

观查到环路带宽21MHz，相位余裕接近60° 环路增益仅72dB，但考虑它初级是低增益的JFET并且负载是个电阻....其实不低了
无意间做出这是一个“开环带宽不低于音频带宽”的电路哦，讨厌所谓“TIM/瞬态互调”失真的玄学家请留步

再看闭环交流小信号频响：
屏幕截图 2025-11-20 214525.png

音频带内延迟不到0.03° 这就是高带宽最直接最明显的收益

说到“瞬态互调失真”怎能不看电路的脉冲响应？用100ns边沿的2V脉冲测试此电路：
屏幕截图 2025-11-20 213353.png

这个20V/us的快边沿仅仅让弥勒电容C3抽走300uA电流。
300uA对4mA电流的初级或10mA电流的第二级都不构成威胁

终于说到很多人最关心的谐波失真，为响应楼主号召特加2kΩ输入源内阻提升测试难度（与含金量）。
负载是600欧理想电阻
屏幕截图 2025-11-20 214332.png

注意到2Vpp输出只产生10uVpp左右非线性误差波，我们不难预测至多-106dBc的非线性失真总量。
接着分别对输入信号和输出信号做FFT变换求出各频率的实际能量。
屏幕截图 2025-11-20 215305.png

哈哈，只看得到二次谐波。就连二次谐波也只有-110dBc能量，比时域波形估计的还好（时域减法难做到彻底）。

当然以上仿真对非线性失真的估计难免过分乐观，现实中RC都不线性、半导体器件的非线性也比此处使用的低阶spice模型非线性更复杂。
脉冲响应也深受实际电路板布局走线乃至元器件管腿寄生参数影响。
总之以上内容只展示一个思路和可能性。
参数超越#3楼和#9楼大致没问题

单纯路过 · 发表于 2025-11-20 22:34

断桥烟雨发表于 2025-11-19 11:51
这个可以。

感谢分享

mchoi518 · 发表于 2025-11-21 09:12

MT4S301 发表于 2025-11-20 22:14
为避【蓄意打压diy热情】之嫌现奉上本人2小时调的仿真电路：

因为看见楼里有几个结形场效应管输入的 ...

大师牛X！

学到了好多东西，重新研究了一下multi的交流分析和傅里叶分析，还有那个比较器，受益匪浅

1. 您这个电路里的几个恒流管怎么搞？买横流管成品还是用三极管恒流源代替？
2. 如果把输入端改成JFET对管，看着就更舒服了~ :l

MT4S301 · 发表于 2025-11-21 13:12

mchoi518 发表于 2025-11-21 09:12
大师牛X！

学到了好多东西，重新研究了一下multi的交流分析和傅里叶分析，还有那个比较器，受益匪浅 ...

别直接用恒流二极管.本人此前曾用石冢恒流但发现噪声不小精度也不高。虽然定温下恒流特性是好.....
买一个TL431之类做基准恒压，然后转恒流输出。输出务必用三极管做。最好沃尔曼电流源结构输出。

比较器是啥？我哪里有用到？

差分管输入会抵消偶次非线性并增加奇次非线性，是差分结构的本质特性。而且匹配jfet又贵又没啥种类可挑。匹配程度也不好（感觉不如随手抓2颗同批次三极管的匹配）你们都知道偶次谐波=听感好

mchoi518 · 发表于 2025-11-21 15:44

MT4S301 发表于 2025-11-21 13:12
别直接用恒流二极管.本人此前曾用石冢恒流但发现噪声不小精度也不高。虽然定温下恒流特性是好.....
买一 ...

多谢大师指点，

您话的图我仿真了一下，指标确实高，但有点小问题
1. 末级管静态电流不好调，加大680欧效果不明显，如果把u6 u15换成电阻失真就大了
2. 看瞬态，输入端有很大的自激
3. 没有负反馈的话根本没有波形输出啊，您那个开环测试怎么做的？
4. 输出波形有直流成分，必须加输出耦合电容，加了耦合电容自激更严重

MT4S301 · 发表于 2025-11-21 17:09

本帖最后由 MT4S301 于 2025-11-21 17:18 编辑

mchoi518 发表于 2025-11-21 15:44
多谢大师指点，

您话的图我仿真了一下，指标确实高，但有点小问题

1、末级偏流跟管子具体型号密切相关.若改变我的选管，则需要重试各种管子搭配。
680欧处对末管偏流影响的确不大。
U6 U15换成电阻可以，失真问题就在换上的俩电阻两端并1uF试试。
这前级电路的推挽输出级也有交越失真的风险.你可以试验多大静态电流失真够低。
昨晚我直接给到15mA甲类偏置、老烧不是连运放都希望甲类输出吗

2、音频应没有5k这么高的信号源内阻，昨晚我用的2k都已很夸张，
况且我用的JFET是低输入电容的欧美射频型J309.输入电容比你的2SK170小得多（可能只有1/5）
J309现今只剩贴片SOT23版，叫MMBFJ309 各处库存都挺丰富
如果是要做驻极体/压电陶瓷拾音器放大不妨另作设计。。。
这个电路面对高内阻信号源确实不太稳定。。。。。

3、注意我开环那张图电感L2从3nH寄生值一跃为1MH超大值
即凭借大到突破天际的电感得到【直流工作点有反馈但交流信号无反馈】之状态

4、加输出隔直电容会自激？？

hwckent · 发表于 2025-11-21 17:45

本帖最后由 hwckent 于 2025-11-21 19:10 编辑

我解释一下吧
我们经常需要精确测量放大器或 OTA 的开环增益（Aol）和相位裕度，但直接断开反馈环路会因为负载变化或直流工作点偏移导致结果不准。

学术界标准方法，就是在反馈网络中“断开环路”并插入极大的电感与反相输入端对地插入一个极大电容“闭环虚地”来模拟“直流反馈成立、交流开环”的状态。
这种方法常被称为 L-C 大电感法。然后从放大器负输入端通过一个 1V 的交流电压源（或电流源）激励，测量输出处的电压。

开环增益 ≈ 输出电压 / 输入电压1V （低频时）

直流时：L = ∞ → 相当于开路，不改变原电路直流工作点（这点极其重要！）
直流时：C = ∞ → 相当于短路到地，保证测试支路的直流电位为 0
交流时（测量频率范围内）：L 阻抗 jωL 仍然很大，近似开路
交流时：C 阻抗 1/jωC 很小，近似短路

这样就在不破坏直流偏置的前提下，实现了交流意义上的环路断开。

但只能大致估算。更稳健的方法是使用理想探针，是目前最准确的仿真方法之一。（查一下我发的仿真文件，有的带探针）

L-C 大电感法潜在问题，在仿真器中，如果L值太大（如>1e18 H），可能导致矩阵奇异或浮点溢出。建议从1e12 H开始测试，逐步增大。如果报错，尝试减小L并结合C值调整。低频（<1 Hz）时，L的阻抗可能不足以“开路”，导致增益低估。建议AC分析从0.01 Hz起步，到10倍GBW（增益带宽积）结束。

PS:怕误导读者，改了又改