6AR6单端的制作过程

pli

去年刚开始玩胆机时，就在网上读各类文章。某天误入一胆坛，看了一篇关于6AR6的文章。因入此道时间不长，根基浅，很容易被呼悠。这不，看了这文章，不知咋的，就想搞几个6AR6玩玩。还好，这年头想买什么都能买到。也加上此管不贵，就顺手买了几个。(当然，和我后来买管相比可贵多了). 然后就有了下面这个制机过程。
1。管子篇。

6AR6是4极束射功率管，不是很普及。在材料网上也几乎没有见过(也就免了枪手之嫌)。所以先把管子的来历交代一下。据网上说，此管的前身是WE350B。此管由WE，即后来的贝尔实验为军方设计。天梭从WE买了生产权。据说阴极材料和纯度都是按WE的标准(这些就足够将我这样的新人呼悠起来了)。6AR6的屏耗是19W，6AR6WA/6098的屏耗是21W。6AR6是椭圆屏，而6AR6WA是长方屏。下面两张照片是6AR6WA和807及6L6GC的比较。6AR6的屏极比807要大1/4，807的屏耗是25W。6AR6的屏极比6L6GC大，而6L6GC的屏耗是30W。所以，21W的屏耗是应该来说是比较保守的。而且，灯丝电流是1。2A，比807和6L6GC都大。和EL34相当。



作为4极管，这个管子线性不是很好。这从管子的输出特性曲线可以看出。买的时候不懂，买回来以后才发现。没办法，亡羊补牢，只能看看有什么办法来用它了。下面是6AR6三极管接法的输出特性曲线。从这曲线来看，线性还是不错的。特别是管子的输出阻抗低，只有1k欧姆，大大低于807和6L6GC的三极管接法。和EL34的三极管接法相当。尽管它的屏耗低于807和6L6GC很多。作为三极管接法，







它的输出功率要比807和6L6GC大.而EL34在屏压350伏以上，屏耗线已经进入输出特性线的弯曲段(不同的等栅压线不平行)；而6AR6在350伏屏压上，屏耗线仍是在管子的直线区域，不同的等栅压线基本平行。所以，高屏压下工作它要比EL34线性好。当然，这不如2A3，但和EL34相比，6AR6更接近于2A3。而这个管子(NOS)价钱是EL34(NOS)的1/10，不到2A3(NOS)的1/10。对我这样的新手，拿这样的管子玩玩还真不错。烧坏了也不心痛。所以这回成了歪打正着，可以用它来做一台三极管接法的单端玩玩。去年出差在上海，有机会在丽影广场(南京路浙江路附近)听过2A3，当时的感觉是声音很园润，很自然，没有一点毛刺感。不过听的是童丽的歌。所以动态是谈不上了。第一次听2A3，感觉还不错的。

2。设计篇。
决定了做什么机器。第一件事就是要设计一个电路。做过不少的电路设计，就是没有设计过电子管的电路。听过做过的机器也不多，至于管子和元件应该如何搭配就没有任何概念了。所以这个设计完全是基于一般功率放大器的设计思想和设计过程。电路的设计就是用管子的特性曲线。设计时只计算失真，至于那个管子好声坏声就没有办法考虑了。如有错的请大家指正，这也是我的一个学习过程。

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pli

音频功率放大器的设计首先要满足如下几个基本指标。
1。获得最大的不失真功率。
2。有足够的增益。
3。有足够宽的频率响应。
4。尽量高的信噪比。
从系统的角度来讲。功率放大器的设计由下面几个步骤组成。
1。功放级设计

单端功放级的设计相对来说是比较简单，因为：1。结构简单，几乎没有什么变化；2。要满足的参数比较单一，主要就一个，不失真功率。所谓后级出力，主要是力。而当功放管决定以后，所谓设计就是一个优化过程. 因为功放管决定输出功率，工作电压，工作电流，负载阻抗，推动电压及失真度。
就以6AR6为例。
首先是选管子的静态工作点。这个点由两个因素来决定，1。电压电流的乘积必须低于管子的最大屏耗；2。工作点要在特性曲线的线性区域，这可以通过变化电流电压的比例来定。。对6AR6取最大屏耗21W，这样可以得到最大的输出功率。因为这管子的余量比较大，选用21W不会有大问题。最后工作点的选择应该和负载阻抗同时进行优化。计算过程在J版发的文章里有详细的介绍。这里就发一些图来说明结果。





从最后这张图可以看出几点； 1。对同一阻抗，屏极电压越高，功率就越大，这是一个好理介的结果。2。对同一电压，阻抗越低，功率也越大，但同时失真变大。特别是当阻抗低于3K以后，失真加大快于功率增大，得不偿失。所以，负载阻抗不应低于3K。阻抗太高，尽管失真小，但输出也小。而且高阻输出变压器要难于低阻输出变压器。3。3条功率曲线随电压几乎是等间隔的，说明功率随电压线性增长；而3条失真曲线，320V和350V相隔要比350V和380V小很多。这就是表明从320V到350V失真增大小于350V到380V。尽管380V功率大了，但失真的增大也快了。权衡失真和功率，最后选3K的负载，工作点为350V，60mA。这一条件下可得到5W的功率，2次谐波失真为6%左右。相比较，2A3是3。5W的功率和5%的失真，EL34是6W的功率和8%的失真。对这么一只如此便宜的管子来说，这是非常不错了。实际上在3。5W输出时，失真会比2A3还要低。
选定工作点的同时也决定了输入电压的摆幅，由此可以得到对推动级增益的要求。
功率级的偏置电路在电源设计时在考虑。

xboxhunt

不错，请继续

weikaiqing

静静的听

pli

谢F版加分。本篇还有推动级和电源的设计两段。然后还有制作篇和测试篇。这几天
比较忙。要慢慢写了。

pli

2。推动级的设计。
   推动级的设计是比较好玩的。种类繁多，五花八门。大家可以各显神通。从管子上讲，有三极管，五极管。从电路上讲，有单级，有多级。多级的还有，阻容耦合，直耦。SPRR，Cascode.还可以阴极跟随，等等。如果做一排列组合，肯定不下十几种可能。各庄都有各庄的高招。我没做过很多，所以选电路只能根据手头的管子再加上自己的偏爱。
从推动级的基本要求来看，要满足下面几个要求。
1。足够且合适的增益。增益太低。推不满功放级。而增益太高，也会很容易使功放级输入过载而引起失真。增益太高的电路也不稳定，容易自激。
2。频宽越宽越好。
3。噪声越低越好。
4。失真越小越好。
所有这些都和电路的选择和设计密切相关。所以前级和推动级的设计应该比较好玩。从管子的角度讲，手头没有合适做推动的五极管。所以，只能用三极管推动。从功放级的输出电压要求来看，推动级需要至少50倍以上的放大。而三极管的Miller电容大，这样大的电压放大倍数会有很明显的Miller效应以至高频变差。所以只能是两级放大才能有足够的电压增益。手头有12AX7和6SN7的前级管。12AX7已经在我的6V6单端用过。这回就打算试一下口碑不错的6SN7。电路来说本人偏好Cascode。原因如下：1.Miller电容很小，所以输入回路有很宽的频响。2。输出阻抗高所以容易得到比较高的电压增益。6SN7的Cascode电路表现有点类似单级的12AX7放大，但有更小的Miller电容和更高的输出阻抗。所以可以获得更大的电压增益但又有比12AX7更宽的频响。当然，电路上稍微复杂一点，主要是系统的主电压要高。另外，J版的纯2很受好评。纯2的推动级就是Cascode电路加局域负反馈。原来也想就用纯2的推动级，但担心增益不够，所以就决定从头设计一Cascode的推动级。
1。共阴级偏置点的设计。共阴级的阴级电压不能太高，太高会造成大信号输入的过载饱和失真。但阴级电压也不可太低。推动级应该是纯甲类放大，所以要有足够的静态电流。如果阴级电压太低，势必要提高屏压来得到足够的电流。但Cascode的电路是共阴共栅，屏压是串联分配在两个管子上。共阴级屏压高了，共栅级屏压就上不去了。所以，共阴级的阴级电压的选择应该以避免大信号输入过载饱和为出发点。一般的CD机输出小于1Vrms，最大峰值小于1.4V。所以取阴极电压为1.3V。
2。偏置电流的选择。对Cascode放大器来说，共阴级和共栅级是串联的，所以共阴级的电流和共栅级的电流是一样的。偏置电流的选择受几个因素的限制。1。从声音的角度来说，电流大一点好声，这是网上看的，也许不对。但从特性曲线来看，电流大一点线性好。2。电流大一点则管子的跨导也大，可以有大一点的电压增益。3。电流大管子的输出阻抗下降，这又会使电压增益下降。4。大电流会使屏级电阻上的压降增大，以至于推动级没有足够的屏压。所以这也是一个优化的过程。其目标是选一个偏置电流和屏级负载电阻以得到合适的增益。下面是基本的计算方法。
1。 计算推动级的跨导。从等效电路可以得到
Gm=gm1.
gm1是共阴级的跨导。
2。 计算推动级的输出阻抗。同样，在等效电路里设输入级对地短路， 可以得到。
Ro=ro1+ro2+gm2*ro1*ro2
式中gm2是共栅级的跨导，ro1和ro2是两个三极管的屏阻。
Au=Gm*Ro//Rp
Au是电压增益。Ro//Rp是输出阻抗和屏级负载电阻的并联。(这里功放级的输入阻抗忽略不计)
Vp2=Vp-Iq*Rp
Vp2是共栅级的屏极电压。Vp是推动级的工作电压。Iq是偏置电流。
用这几个公式，我们可以计算在不同电流的条件下，屏极负载电阻对增益和屏压的关系。由此可以得到优化的偏置电流。要注意的是在小电流工作的情况下，管子的跨导和内阻都是电流的函数。所以，必须用管子数据中跨导和内阻随电流变化的关系曲线。还要说明的是这里没有考虑电流随屏压的变化。但在比较大的屏压范围内还是可行的，因为我们还没有决定共栅级的栅负压。
在我的系统里，推动级的工作电压是340V，取偏流3mA和5mA. 计算增益和屏压随屏极负载电阻的关系。计算结果如图所示。

很明显，尽管管子的内阻随电流下降，这个效应被跨导的增加抵消了。电流大，增益就高。所以3mA情况的增益低于5mA情况的增益。第二点，增益随屏极负载增加而增加。但大的偏流导致在屏极负载上压降增加。系统实际上不会工作的。所以要根据实际情况作决定。
就6AR6来说，工作点设在350V。60mA。相应的栅偏压是44V。如果CD输入为1V，我至少需要44倍的电压增益把6AR6推满。从曲线可以看出，3mA和40K的负载电阻可以得到49.5倍的放大倍数。基本满足要求。而屏压为220V，比较合理。本着在屏压合理的情况下用最大电流的原则，我最后选偏流为3.33mA, Rp为39K。这时屏压为210。电压增益为51.8.
偏置电流决定以后，直流电路的设计就十分简单了。
共阴级的阴极电阻。
Rk=1。3V/3。33mA=400ohm.
由栅负压和偏置电流可以从特性曲线找到相应的屏压，65V。因为共栅级的屏极电压为210V，共栅级的屏阴电压为145V。
由偏置电流可以在特性曲线中定出所需的栅负压为60V。这个栅偏压可以由电阻分压从340V的工作电压产生。因为我的系统B+是360V，没有很多电压上的余量，所以我选用了高阻的分压。
R1=1MOhm
R2=210KOhm
Vg2=340*(210/(1210))=60V.
高阻分压的优点是电流消耗比较小，也可以用小容量的交流旁路电容。缺点是比较容易引入噪声。
共栅级的栅级必须交流接地，这由一个并联在R2上的旁路电容来实现。容量可用下式计算。
C=1/2pi*f*R2
f为低频3dB点。取3dB点为10HZ，计算得C为0。08uF. 实际上用0。1uF就可以了。
作为完整的电路设计。我们还要计算输入阻抗，输出阻抗。输入电路的频宽和输出电路的频宽。
1。输入阻抗。输入端是由栅漏电阻和栅阴电容，共阴级的Miller电容并联。因为是Cascode电路，Miller电容很小。在音频端可以看成开路，所以，输入阻抗就是栅漏电阻和音量电位器并联。
2。输出阻抗。输出阻抗是推动级的内阻和共栅级屏极负载电阻屏联。因为Cascode的内阻高。输出阻抗主要由共栅级屏极负载电阻决定。在偏流为3。33mA时，内阻为253K，负载为39K，输出阻抗为34K。
3。输入回路频响。输入回路是一阶低通网络，所以只要计算3dB高频点就可以了。这就需要计算共阴级的Miller电容。首先计算共阴级的电压增益。
Av1=gm1*Rin.
Rin为共栅级的输入阻抗。
Rin=(1/gm2)+Rp/(gm2*ro2)
因为共阴级共栅级电流相同，有
gm1=gm2=gm.
可得：
Av1=1+Rp/ro2
这里，Rp=39K,ro2=13K。
Av1=4.
这样，
Cm=Cgp*Av1=16pF
Cghk=2.2pF
总输入电容为18。2pF.
设音量电位器为100K，栅漏电阻为1M。
高频3dB点为
f=1/(2*pi*(100k//1M)*18.2pF)=96kHz.
这个结果说明了Cascode放大器的频率响应明显优于单级放大器。如果是单级50倍的电压放大。高频3dB点为
f=1/(2*pi*(100k//1M)*200p)=8.7kHz.
4。输出回路的频响。输出回路频响稍微复杂一些。它是一个2阶带通网络。推动级的耦合电容是高通的零点而功放级的输入电容是低通的极点。虽然功放管的屏栅电容大，但3极管的电压增益比较低。就6AR6来说，就在5倍左右。所以，这个高通网络可以忽略。我们只要计算低端的3dB点就可以了。
f=1/(2*pi*(Ro+Rl)*Cc)
Ro是推动级的输出阻抗；Rl是功放级的输入阻抗(就是栅漏电阻)。Ccs是耦合电容的容量。
这里，栅漏电阻是270K，Ro是34K. 取Cc为0。2uF时，3dB点为3Hz.
到此推动级的设计计算结束

木香

学习了!有好多不懂的.

octflower

请问最后一图是什么工具画的

黄军

好好学习，天天向上！

蓝色DIY

等着楼主的电路图，尽管没有这个管子，也学习到了很多实际计算的方法

pli

Excel

TICH

用心学习………

octflower

原帖由 pli 于 2009-3-15 11:56 发表
Excel

是Excel的软件吗 能否提供一份

pli

原帖由 octflower 于 2009-3-15 23:22 发表


是Excel的软件吗 能否提供一份

这个是微软办公室(MS office)的一个部分。极大。不可能在网上传。我的软件是公
司安装的正版，传过来也不能安装。我想市场上有不少倒版的，应该不贵。老兄找
一下就可以了。抱歉。