【闲谈、再谈】串叠式（Cascode）放大电路

Gautau · 发表于 2010-2-23 00:21

本帖最后由 Gautau 于 2013-1-4 01:05 编辑

【 1 】闲谈串叠式（Cascode）放大电路

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在此先谢谢原作者的无私奉獻。除 Cascode 外，还有更多的线路分析，值得一看再看。
付上的連接虽為英文，但仍可用网上的翻译工具，费少许时间亦算值得。
http://www.freewebs.com/valvewizard/cascode.html
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串叠式放大电路是使用了一只双三极管来实现非常高的单级增益，可以当作是一个五极管的模拟（实际上并不相同）。它具有高增益，高屏阻 ra , 极低的输入电容和价钱平宜–就像一个五极管般，但卻少了噪音，微音效应等等的固有缺点。

这类放大电路没有必要选高 gm管来提供最大增益。用ECC82 或 6SN7便可了 . . . 虽然仍可用 ECC83，但处理会较麻烦。

电路的操作很简单：下管放大。放大后信号（反相）从下管的阳极交連至上管阴极。阴极上的电压信号会改变其电流，使信号再次被放大（这个时候为非反相）。

上管柵极保持在一个固定的电压值，以提供正确的上管偏压 . . . 输出信号相位为反相。
下管阳极负载由上管阴极决定。
因阴极的交流阻抗低，所以下管增益也低（相当于非常低的阳极电阻），它的作用主要是作为对电压电流转换器。
上面的三极管有一个正常的阳极电阻负载，因此有相当正常的增益水平。
这样，总增益 = 下管增益 x 上管的增益（非常高）。

设计串叠式放大电路的途径极多﹕这电路的组合看起来很像一个五极管﹝在示波器看到，受下管静态阳极电压影响而往右移），下管的阳极约等于上管柵极电压，称其为帘柵电压 Vg2。
帘压越高，gm 越高，增益也越高，但因曲线向右移关係，故输出信号的摆幅便越低。输出信号摆幅（峯-峯）受制于 HT-Vg2。虽然，低 gm 的管子可能需要更高电压，不过 80V 的帘压看来仍很理想。

一如五极管，负载线通过或稍低于曲线转折点时，似五极管的声调便出現。如果它通过曲线转折点以上时，我们将得到更全面的三极管声音（尽管是用高增益三极管）。

首先在正常的阳极特性曲线中寻找下管特性﹕假定 Vg2 等于下管阳极电压。劃一条线从这电压直到 Eg = 0V 的曲线处–这表明曲线的转折点（膝盖）便在那里。
既已知高压的数值，便可绘制负載线（一如通常的方式） . . . 留意观察﹕这线在经过曲线群时，是否高于或低于膝盖？如有必要，可调整帘栅电压来作改变。

在这方面，作者选择了用一个 ECC82 的情况下，HT = 300V，Vg2 = 55V（暂定）。很显然，Ra = 47k 将通过正确的转折点（膝盖）（須重新调整 Vg2﹕当然，你可以选择使负载线通过在膝盖以下，令其重现出更加五极管的杂交声）。

值得注意的是，蓝线并非实际下管的负载线，它只是一个方便作解釋的辅助设计。

在 55V 处绘一垂直线（红线），与蓝线相交，此乃下管 V1 的偏压点（藍线以内）- 该位置约近于五极管特性曲线的转折点。

利用此绘出来的特性图，便可算出 gm = 1.4mA/V。
V1 所產生的电流摆幅，決定了整级的 gm，亦可随即计算整体增益 A , 一如五极管 !

A = gm*Ra
A = 0.0014*47000
A = 66

这电路的增益颇高，与单级的 ECC83 三极管相同，但这只是一个 ECC82 ，它听起来应该像五极管多点！
在实践聆听中，感觉增益可能有点低，但相差并不太多。。。

下管偏压的決定：
一若常規的方式进行。在这里偏置电压大约为 -2V，此时阳极电流 Ia = 2mA。
应用欧姆定律：
Rk = V/I = 2/0.002 = 1KΩ

阴极旁路电容对 Cascode 的输出阻抗几乎没有任何影响，但它的确严重地影响了增益！在大多数情况下，須选择足够数值的阴极旁路电容。

根据下式计算：
Ck = 1/(2*π*f*Rk)
f 为要求之最低頻率；若要求全頻的增益能保持一致的话，则选用 22µF 可矣 – 不过仍可选得细一点，以除去低音。（此书所谈的都是吉它扩音机也）

由于 V1 的 Ia = 2mA，故整个线路的电流亦为 2mA。
Ra 兩端的电压降为﹕
VRa = 0.002*47000 = 94V。

而 Va1 为55V，即实际的 Vak2 为： ← 之前的绘图，是將 Va1当作为 Vg2 , 以便解釋。
Vak2 = 300-94-55 = 151V

用上述数字绘图 . . .

从图中可见，红点座落于 151V 及 2mA 处，此时 V2 的偏压必须低于下管阳极 8V，为
55-8 = 47V。 ← 这才是真正的 Vg2（V2 的偏压）。

上管固定偏置：
由于 Vg2 并不消耗电流，所以只需一个基准电压即可，因此，R1 和 R2 可尽量选至最大，以不影响电源为度。（虽电子管手册為 1MΩ，但根据 Th'evenin 的分压理论只能至 560KΩ，故须慎用）

如果我们选择了 R1 = 560k，则分压器中的 R2 的公式为：
R2 = R1/(HT-Vg2)*Vg2
R2 = 560KΩ/(300-47)*47
R2 = 104KΩ
最接近 104KΩ 为 100KΩ。

R1 与 R2 并接 = 85k （请检查您的选择管子的最高允许数据表）。

用此值来找合适的去耦电容；以低频滚降 20Hz 计算：
Cg2 = 1 /（2*π*f*Rg2）   ← Rg2  = R1 // R2
Cg2 = 1 /（2*π*20*85000）
Cg2 = 93nF
100nF 为最接近标准。

已完成的电路与测量电压如下图所示。它们与设计值不是相差太远！

== 未完 ==

Gautau · 发表于 2010-2-23 00:29

另外，一串齐纳二极管可以使栅极电压 Vg2 坚如磐石。为减噪音，旁路电容仍须设立。

再另一方法 - - 栅漏偏压：

55_12AU7.jpg (18.98 KB, 下载次数: 187)

Gautau · 发表于 2010-2-23 00:48

【 2 】再谈串叠式（Cascode）放大电路
每当论及串叠式放大电路的计算时，大部份参考书都会另加用转移特性图作计算–而这图卻須计算者自行绘制，使工作的難度增加不少 . . . 只有上面译文的原作者，使用单一的特性曲线图便可完成全部的计算；简潔、明朗和准确，十分難得 – 高手也！

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地栅式电路（Grounded Grid）在 1930年代（或更早）便已出现（仍在一战时期，故属軍事机密）﹔期间发觉在低频方面，如用另一管子放在阴极处作推动，以替代大阻抗比的输入变压器，竟会有想像不到的界外利益–于是，Cascode 便诞生了 . . . 比 SRPP 还早很多年！

SRPP 则为二战时的产物﹕远在 1947年或之前，英国已选用了 SRPP 电路作民用有线电视广播 . . . 原本 SRPP 只用在电话系统和民用有线广播（有线的收音机）。

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串叠式放大电路擁有很优越的高频响应、极高的增益和很低的噪音指数（地柵设计）。但其輸出阻抗颇高（可加阴极輸出作阻抗转換），及对电源供应的要求较严格。
国外曾有人用串叠式电路作动圈唱头前置放大器 - - 总共用了12节电源滤波（RC），才能令 86dB（20,000倍）的放大电路滿意地工作（幸好是只作实验，因实际上只須再多加一、兩级稳压或滤波便可矣）。

翻阅不同的參考资料，多推薦 6DJ8 作串叠式电路，而事实上亦以 6DJ8為最理想。。。那麼，其它的管子又怎样？

本考虑以 6N3 作题材，但卻发觉 6N1 更加有趣。首先，其特性曲线令人啼笑皆非 - 经仔细思量后，感觉这管子应工作于高电源电压、大电流及较低负載，才会有较好的表现。

101_Chart_6n1_resize.jpg (118.57 KB, 下载次数: 170)

2010-2-23 00:48 上传

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先粗略估计负載线会否超过最大屏耗。
绘出红线﹕390V / 10mA = 39KΩ ← 仍在最大屏耗以下。
将整条红线往下移（与之前的红线保持平衡），直至 8mA处，此時 EB = 312V。

本打算用 EB = 350V~450V，惟不知国产管的品貭怎样，便只有用低一点的电源电压。可是增益（和互导率）便会稍低一点，而失真度亦会受到牽制。

曾对不同的管子、负载和电源电压作过计算（单是近几日便超过16次），但始终未敢贸然发佈 EB = 420V 的串叠式电路。

目标鎖定后便疯狂寻找更精準的特性曲线图，但卻事与愿違（何以在中国的网站寻找 6n1资料竟会如此困難？）- - 最后唯有張贴寻图广告。。。

幸得 J版指点 - - 原来在这里 → http://bbs.hifidiy.net/viewthrea ... hlight=6n1%2BJulien

再次感谢 J版帮忙。

对基本的放大电路不太了解的朋友，可先參考小弟的旧贴，#6 开始。
http://bbs.hifidiy.net/viewthrea ... &extra=page%3D4

为免过于纷乱，请先將下图打印出來，以便翻查。
* * 为省喷墨，下图已转为反相 * *

下图为计算提供了不少方便。

102_6n1_312V_39K_resize.jpg (78.77 KB, 下载次数: 175)

Gautau · 发表于 2010-2-23 01:03

[ 4 ] 陰極电阻 Rk :
因 -Eg = 3V（最大值），故其工作点 -Eg 便为
-Eg = 3V/2
-Eg = 1.5V
此時屏流 Ia = 0.9mA（图中的 -1.5V 处）。

随后计算阴极电阻 Rk
Rk = -Eg/Ia
Rk = 1.5/0.9
Rk = 1.6667KΩ

下管 T1 的陰極对地阻抗 rk 为
rk = (Rk+ra1)/(µ+1)       ←    6n1 的内阻 ra1 = 16.94KΩ，放大倍數 µ = 35
rk = (1.6667KΩ+16.94KΩ)/(35+1)
rk = 0.517KΩ

实际的陰极对地的电阻 Rk' 应為
Rk' = 1/(1/Rk+1/rk)
Rk' = 1/(1/1.6667KΩ+1/0.517KΩ)
Rk' = 0.395KΩ

T1 的陰極旁路电容 Ck 为﹕
Ck = 1/(2*π*f*Rk')         ←    頻率 f  以 1Hz 计算
Ck = 1/(2*π*1Hz*0.395KΩ) ,
Ck = 403µF ( 选用接近數值﹕ 390µF )

若 f  定在 2.2Hz 处，则
Ck = 183µF

由于有地柵放大，故阴极电容的加设与否对电路输出阻抗 Zo 的影响不大，但卻会影响电路的总增益 A，因 A = A1*A2

[ 5 ] 上管 T2 的固定偏压（帘压）Vg2 :

Ra2 = 39KΩ，Ia = 0.9mA，

先求 Ra2 兩端的电压降 ERa为
ERa2 = 0.9*39
ERa2 = 35.1V

再求上管 T2 的屏-阴电压 Eak2 为
Eak2 = EB-ERa2-Ea1
Eak2 = 312-35.1-60
Eak2 = 216.9V

在Ia = 0.9mA 处，及Eak2 = 216.9V 处找出 -Eg2
-Eg2 = 6V（图中的 -6V, 216.9V 处）

Vg2 = Ea1-Eg2
Vg2 = 60V-6V
Vg2 = 54V

Vg2 的分压电阻
设 R1 = 1300KΩ，则
R2 = R1/(EB-Vg2)*Vg2
R2 = 1300/(312-54)*54
R2 = 272.09KΩ （选用接近數值﹕270KΩ）

R1 // R2 = 1300 // 270 = 223.57KΩ    ←  远少于560KΩ

Cg2 = 1/(2*π*f*R)
Cg2 = 1/(2*π*1Hz*223.57KΩ)
Cg2 = 712nF （选用接近數值﹕680nF）

由于串叠式对电源的要求颇高，故 Cg2 的数值可选小一点，例如用 f = 100Hz 作计算，则
Cg2 = 7.2nF，使 100Hz 的电源纹波干扰可进一步抵消。
但若將 Cg2 完全除去的话，將会增加电路计算的複杂性。

[ 6 ] 输出阻抗 Zo :
先求串叠管子的内阻 ra (cascode)
ra (cascode) = ra1*(µ2+1)
ra (cascode) = 16.94KΩ*(35+1)
ra (cascode) = 609.84KΩ

再求輸出阻抗 Zo
Zo = ra (cascode) // Ra2
Zo = 609.84 // 39
Zo = 36.66KΩ
或近似值 Zo = Ra2 = 39KΩ

[ 7 ] 总增益 A :
A = 1 /((1/(gm1*Ra2))+((ra2+Ra2)/Ra2)*(1/(µ1*(µ2+1))))

原本算式為 :
                                       1
A = ------------------------------------------------------------
            1                ra2 + Ra2                 1
   ---------------  +  ---------------  x  -----------------
   (gm1 x Ra2)             Ra2              µ1 x (µ2 + 1)
A = 1/((1/(2.0667*39))+((8+39)/39)*(1/(35*(35+1))))
A = 74.83倍

估算﹕A = gm1*Ra2 = 2.0667*39 = 80.6倍

兩者相差﹕38.127dB-37.482dB = 0.645dB

[ 8 ] 米勒电容 Cmiller :
很多參考书都沒提到米勒电容 Cm 的计算，有认为地栅式电路已可將 Cm阻隔，或认为 Cm 的数值已小至对线路的影响不大，故可忽略不计！

计算 Cm 必須先计算放大量，但 T1 与 T2 的电路结构有不同，计算的方法又各异。。。

可利用特性曲线中的数据来计算 T2 的增益 A2，然后除总增益 A ，即 A1 = A/A2 。
找出 A1 后，便可计算 Cm 对电路的影响。

或按照下面的步骤﹕
先求下管 T1 的负載 Ra1
Ra1 = (ra1+ra2)/(µ+1) = rk2
Ra1 = (16.94+8)/(35+1)
Ra1 = 0.693KΩ

再求 T1 的增益 A1
A1 = µ*Ra1/(Ra1+ra1)
A1 = 35*0.693/(0.693+16.94)
A1 = 1.376倍

查书得知 Cag = 2.2pF
计算米勒电容 Cm
Cm = Cag*(A1+1)
Cm = 2.2*(1.376+1)
Cm = 5.227pF

加上极间电容、杂散电容和谮佈电容，Cs 约5pF
故总容量 Ct 為
Ct = Cm+Cs
Ct = 5.227+5
Ct = 10.227pF

至于上管 T2 的增益 A2﹕
若总增益 A = A1*A2，則
A2 = A/A1
A2 = 74.83/1.376
A2 = 54.38倍    ←  增益已比常规的單级放大还要强！

[ 9 ] 串叠放大级的截止频率 Fc（-3dB）:
求总输出阻抗 Zo'
Zo' = Zo // ra1
Zo' = 1/(1/36.66+1/16.94)
Zo' = 11.586KΩ

计算截止频率 Fc
Fc = 1/(2*π*Zo'*Ct)
Fc = 1/(2*π*11.586KΩ*10.227pF)
Fc = 1.343MHz

若与真正的五極管作比较，Cascode 的 Cmiller 最少仍高一倍。

Cascode 具体线路图 :

103_6n1_Schematic diagram_resize.jpg (53.17 KB, 下载次数: 130)

hhl4889 · 发表于 2010-2-23 01:58

" 谢谢 hhl4889 师兄加完又加！"

教头兄客气了！
我一般见到别人的好帖子在未完成编辑的话，是不忍心拦腰插入占楼的，但又想继续慢慢阅读，所以只站在加分的角落助助阵~

注：本楼与"学习了"同理，不需再客气回复，谢谢！继续关注

BoYa_DIY · 发表于 2010-2-23 08:52

终于又见到 Gautau 重新整理的关于 Cascode 电路方面的帖子.

Gautau 真是细心、耐心、热心、真心

djmdh · 发表于 2010-2-23 09:17

来清晰点，6DJ8唱放

Gautau · 发表于 2010-2-24 04:52

谢谢 Julien 版主疯狂加分。

更谢谢 wlf 版主加分兼置頂 . . . .

确实受之有愧 -- 因只是將些旧料重新整理后再放上来而已。。。

Gautau · 发表于 2010-2-24 05:04

谢谢捧场！
若非 BoYa_DIY兄台連番鞭策，小弟亦不敢再来这些旧料 . . . 見笑了！

未知兄台转用了串叠式电路后，结果怎样？

Gautau · 发表于 2010-2-24 05:13

来清晰点，6DJ8唱放123067512306761230677
djmdh 发表于 2010-2-23 09:17

谢谢參与 . . . . . .
最后的线鉻图（6n3，R4 = 100KΩ）
屏流是否会少了点？

BoYa_DIY · 发表于 2010-2-24 09:12

谢谢捧场！
若非 BoYa_DIY兄台連番鞭策，小弟亦不敢再来这些旧料 . . . 見笑了！

未知兄台转用了串叠式电路后，结果怎样？
Gautau 发表于 2010-2-24 05:04

偶在春节前一段时间开始关注Cascode 的知识,在忘记咪咪的《串叠电路的浅析》帖子（ http://bbs.hifidiy.net/viewthrea ... p%3Bfilter%3Ddigest ）启发下,找来了忘记咪咪提及的前苏联А. П. 洛日尼柯夫, Е. К. 松宁编著的《串叠放大器》学习，开始着手琢磨将自己去年底装的一台 6N11一级放大推6Y6G的小单端改成了6N11 串叠放大推6Y6G。

之后看了 Gautau 翻译介绍的资料，春节期间有多次仿真模拟并几经修改完善，现在自己对这台自己捣鼓的6N11 串叠放大推6Y6G小胆机感觉很满意。

虽然这台自己捣鼓的6N11 串叠放大推6Y6G胆机无法和老烧们的机器相比，但通过这段时间在坛里的学习，对一些基本理论和知识的层面上使自己有了一个小小的提升，通过大量反复的演算、画图和计算机仿真模拟，在借鉴别人经验的基础上，终于做了一部属于自己“设计”的胆机，蛮有“成就感”的。

Gautau 的帖子，使我加深了对Cascode电路方面知识的理解。
谢谢 Gautau 的辛勤劳动。

Gautau · 发表于 2010-2-24 18:22

偶在春节前一段时间开始关注Cascode 的知识,在忘记咪咪的《串叠电路的浅析》帖子（ http://bbs.hifidiy.net/viewthrea ... p%3Bfilter%3Ddigest ）启发下,找来了忘记咪咪提及的前 ...
BoYa_DIY 发表于 2010-2-24 09:12

因不太了解6n11的特性，故不敢胡乱猜测 - 只是曾在1977年时玩过四只北京的（在香港的国货公司购买 - 品貭非常好） . . . 比6DJ8靜一點、园润一点，较接近E88CC。

用 6DJ8作串叠放大，可至驚人的 214倍 ! ! 但因Ra2為100KΩ，故或須多加一级阴极輸出。
数值如下﹕
EB=285V
Ea2=151.5V
Ea1=75V
Vg2=72.5V ( -Eg2=2.5V , 另一种的计算观念）
Ek1=2.5V

Ra2=100KΩ
R1=2.2MΩ
R2=750KΩ
Cg2=330nF
Ck1=150µF
Rk1=1.8KΩ

BoYa_DIY · 发表于 2010-2-24 21:47

因不太了解6n11的特性，故不敢胡乱猜测 - 只是曾在1977年时玩过四只北京的（在香港的国货公司购买 - 品貭非常好） . . . 比6DJ8靜一點、园润一点，较接近E88CC。

用 6DJ8作串叠放大，可至驚人的 214倍 ! ! 但 ...
Gautau 发表于 2010-2-24 18:22

我的机器在设计时,综合考虑了功率级管子的供电情况,因6Y6G的屏压最大为200V,为整机电源的制作方便,我把6N11的供电电压也确定为200V.
6N11 Cascode 放大电路仿真(因元件库没有6N11,用6DJ8代替.而6DJ8与6N11的参数略有差异,如6DJ8的S约为30,而6N11的S约为27,故实际计算的管子的内阻也有差异)的大致情况是:
EB=200V (对地)
Ea2=136V (对V1阴极)
Ea1=58V (对V1阴极)
Vg2=56V (对V1阴极)
Ek1=1.3V (对地)

Ra2=27KΩ
R1=560KΩ
R2=220KΩ
Cg2=260nF /250V
Ck1=100 未标题-1.jpg

/25V
Rk1=520Ω

<我的R2和Cg2的一端没有直接接地,是接在V1的阴极处>

仿真计算的 6N11 Cascode 的 THD = 0.001%
6N11 Cascode 的放大倍数约 100

另使用6N11的特性曲线图,因手中的特性曲线图精度较低,按Gautau兄介绍的方法较难画图计算Q点.公式计算和仿真的结果都比较接近.

另外 25楼的数字是否有打字笔误?

Gautau · 发表于 2010-2-24 22:12

13# BoYa_DIY

确应為 Ea1，谢谢提醒 . . . 已更正。

若认为增益仍不足，可试將 Ra2 改为 30KΩ~33KΩ . . . 不过，100倍亦应足夠了。

BoYa_DIY · 发表于 2010-2-24 22:21

13# BoYa_DIY

确应為 Ea1，谢谢提醒 . . . 已更正。

若认为增益仍不足，可试將 Ra2 改为 30KΩ~33KΩ . . . 不过，100倍亦应足夠了。
Gautau 发表于 2010-2-24 22:12

Ra2 的大小,我试过几种,从18K到51K之间. 阴极电阻 Rk 也试过几种,从300欧到1K之间.
为此,计算\画图\仿真,以及实际修改元件试听效果,几经折腾,现在实际电路的工作点和上面说的基本一致.

再次感谢 Gautau 兄!

Gautau · 发表于 2010-2-24 22:34

15# BoYa_DIY

很高兴看到兄台的毅力，我们中国人确需这份堅持和执着。

djmdh · 发表于 2010-2-25 19:35

谢谢參与 . . . . . .
最后的线鉻图（6n3，R4 = 100KΩ）
屏流是否会少了点？
Gautau 发表于 2010-2-24 05:13

那个图是从书上照的，具体计算我不会

Gautau · 发表于 2010-2-26 05:22

再来一个練习 . . . 适合作唱放的线路（第一级，RIAA_EQ 之前）

先定信号輸入的強度﹕
一般动磁唱头（MM）的輸出為 5mV，預算有 20倍（26dB）的动态裕餘度，則為 100mV。
但因有些动鉄唱头（MI）的輸出极强（如 Decca London），达 1100mV p-p（约 400mV），故线路的工作点便定在 0.75V 处。

== Decca London ==

10_Decca London.jpg (18.67 KB, 下载次数: 28)

Gautau · 发表于 2010-2-26 06:19

那个图是从书上照的，具体计算我不会
djmdh 发表于 2010-2-25 19:35

若有多一个电压/电流数值，便较易推算出来 - 但现在则会较费劲。

海边小船 · 发表于 2010-2-27 09:06

Gautau ，学习了这个Cascode电路计算，特别是最后6N1这个电路，总感觉放大倍数太大，推300B应该没大问题，如果只就放大倍数而言。但它的内阻还是很大的。看别的资料介绍，象J版的Cascode电路内阻就很低，好象基本就是6N8P的内阻。但介绍都是定性的，Gautau 能不能再介绍一下或是否找到国外有定量计算的方法。图如 6N8P串叠.jpg

想用Cascode一级推三极管接法的FD422。谢谢

[经验心得] 【闲谈、再谈】串叠式（Cascode）放大电路

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