我是搬运工CFA大小甲甲 A,AB,AAB多种模式

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15W RMS（峰值28W的A级）kx2功放提供了出色的噪声和失真性能，专为在中大听音空间驱动高效音箱而设计，同时在受限的听音空间中也能很好地驱动普通效率的扬声器。

无论您是经验丰富的音响设备制造商，正在寻找终极小型放大器来驱动号角扬声器，还是刚入门并想了解A类固态放大器，kx2-Amp都是你寻找的完美答案。一如既往，我随时准备帮助你完成构建过程。

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如果你在找驱动单元或VAS晶体管时遇到困难，请阅读这篇文章。

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KX2 失真非常低（完整测量数据见上面链接的组装文档），并采用 TMC（“过渡米勒补偿”）。通过在印刷电路板上打开跳线，补偿可以更改为标准米勒补偿，有些人更喜欢这种方式。在 kx2 上，输出操作模式可以通过放大器前面板后方下方的三档拨动开关，在 A、AAB 或 AB 类之间切换，方式类似于其较大的兄弟 ax-Amplifier。

对PCB布局和部分轨道布线的细致关注，使得测得的噪声底比2012年首次发布的sx-Amp显著降低了15 dB。在AB类模式下，噪声底-120 dBr参考15W RMS输入8欧姆，在A类模式下为-115 dBr 15W RMS输入8欧姆（两次测量均短路于信号地）。

OPS偏置由单个晶体管伺服控制，该伺服在整个工作温度范围内（15摄氏度至>60摄氏度）内保持直流工作条件在3%以内。

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ax-Amplifier的第一部分和第二部分已在美国audioXpress杂志2024年4月和5月刊发表。

第一部分——斧头放大器

第二部分 – 斧头放大器

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这里有一段关于ax-Amp的简短YouTube视频

如果你需要低于规定的32 dB（40倍）的整体增益，请点击这里。

AX放大器是一种拓扑结构上简单的60瓦每通道RMS（峰值A类140W，失真<7 ppm）的A类电流反馈放大器，采用我2012年首次描述的增强反馈纠错（AFEC），以实现超低失真、极高的PSRR和低直流偏置。直接调节A类输出静止电流，使得在全工作温度和三种偏置模式中实现稳定偏置。设计中每个通道使用4对200瓦持续β输出晶体管来管理热散发，使放大器能够舒适地输出>26A的峰值负载电流。在额定60W RMS功率下，1 kHz失真到8欧姆为3.5ppm，几乎全部由测试仪器贡献，而在2欧姆输出>220瓦时，失真仅为12 ppm。19+20 kHz全功率IMD 1 kHz残差为-118 dBr，证明AX放大器的高频线性性能非常优异。8欧姆负载的全功率市电噪声峰值优于-126 dBr。通过安装在机箱底部前面板后方的小型三档（开-关-开）拨动开关，放大器可切换为A类、AAB级或AB级。为了节省功耗，快速响应的“平台”偏置电路在检测到输入信号时将放大器切换到A类或AAB类（如选中），并在输入信号缺失40秒后恢复为AB类操作。

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audioXpress 杂志链接


第一部分


第二部分


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由Hifisonix知名的Andrew C. Russell经验丰富的团队打造了ax-Amplifier，这是一款A级设计，采用增强反馈纠错（AFEC）技术，实现超低失真并提升关键音频性能参数，同时不增加过多复杂度和成本。文章分为两部分，第一部分详细介绍放大器设计，第二部分详细介绍电源系统，并以测量方式总结。本文最初发表于audioXpress，2024年4月。


.增强反馈纠错（AFEC）是一种技术，其中高性能小信号放大器（此处为双OPA1642运放的一半）将功率放大器的环路增益提升至+40dB。AFEC显著抑制电源伪影，即使在高输出功率下也能降低多达20dB的失真，并保持放大器直流偏移接近0V。功率放大器级采用电流反馈放大器（CFA）、过渡米勒补偿（TMC）、双发射跟随器（EF2）输出级，并接受平衡输入。输出级静止电流可在A类、AAB类或AB类之间切换，通过自动偏置控制开关，在不播放音乐时将放大器恢复为AB类，使功耗比A类运行降低多达70%。

AFEC操作
照片1和照片2中所示的轴放大器采用AFEC实现超低失真。图1展示了该项目的框图，图2展示了前端和AFEC放大器阶段。功率放大器（A1）反馈电阻R38（Rf）、R37（Rg）与平衡输入放大器共同将整体放大器增益设定为32dB。这些电阻的结点会输入到图2所示R49和R50结的低阻抗反相输入（A）。




在AFEC中，第二组反馈电阻由R4、R11//R8和R12组成，从输出端抽取，并设置为与主反馈电阻对相同的增益比。AFEC放大器的参考信号也是功率放大器的输入信号，源自A2的输出，A2是一个平衡到单端放大器/缓冲器。AFEC放大器A3将参考信号与点（B）比较，从功率放大器输出中提取残留的闭环失真，作为点C的误差电压。该误差电压随后由R10//R83（135Ω）转换为误差电流，并与来自D点的主反馈信号一起注入主CFA低阻抗反相和节点A。AFEC放大器采用LTspice优化的R13和C4，确保方波输入无过冲，并在开发过程中对三台原型机进行了检查。

误差放大器反馈网络经过修剪，以匹配由Rf和Rg设定的主要反馈增益比。如果没有，在1%容差电阻的立体声配置中，放大器之间可能出现的最坏增益不匹配接近~4%或0.32dB，这对某些人来说可能难以接受。配平通过R4（1000个25转割草机）实现，调节±5%。在批量生产中，可以将AFEC反馈电阻指定为0.1%，以避免裁剪。由于这些是1206个表面贴装器件（SMD），成本影响极小。为防止多余噪声拾取，AFEC放大器体积紧凑，需要SMD元件，且远离高电流信号和功率路径。

与参考文献1中讨论的前馈错误纠正通过消除失真相去不同，AFEC失真减少是渐近的，表现更像传统反馈。详见参考文献2，参考文献3中展示了商业放大器采用该技术的示例。在该具体实现中，若无AFEC，功率放大器在中功率水平的失真为25ppm~30ppm，在70W RMS输出（8Ω）时提升至约50ppm（0.005%），在240W RMS输出（2Ω）时约为150ppm（0.015%）。在额定功率为8Ω时，AFEC将测量到的失真降低13倍至3.5ppm，输出>200W时降至2Ω至12.5ppm。（更多信息将在本文第二部分的测量部分中找到。）

AFEC放大器流经R10//R83的峰值电流约为4mA，在20kHz时约为4.5mA。如果前端没有带宽限制滤波器，且全功率时的上升/下降时间只有1微秒，峰值电流将接近12mA，钻石缓冲器（DB）在快速信号转换时进入AB类工作。然而，放大器输入的带宽限制滤波器和源材料的带宽限制，使得输入数据库在正常工作时始终保持在A类。尽管OPA1642在当前电平下以AB类模式运行，但失真极低，低于1ppm。

一个抗饱和网络（D1，D4-D8）跨越R13，由六个偏离BAS21J低电容二极管组成，排列成反并联。在所有正常工作条件下，像这样的CFA功率放大器，DB和跨阻抗级（TIS）必须始终保持在A类。防饱和网络限制了AFEC驱动电流进入将结点的峰值调整为约12mA峰值，或是标称工作电流的三倍（相比未夹位电路时接近40mA），并将R69和R90（DB集电极负载电阻）的峰值电流限制在约6mA（较非削波状态下的约950μA提升）。

没有夹紧网络时，硬削波相关的轨道粘附约为2.5微秒，但使用夹紧网络后，在所有频率下仍为≤1微秒。在非常高的输出功率下，由于抗饱和二极管的非线性电容和漏电流，会产生1ppm到2ppm的失真损失，但这值得为干净削波付出代价。需要注意的是，如果放大器持续超过2~秒的硬削波，扬声器保护模块会迅速断开输出;任何功率放大器的削波几乎总是伴随着输出直流偏移。

前端和AFEC放大器
级 功率放大器前端和AFEC放大器电路如图2所示。轴放大器通过J3接受平衡输入信号，J3与C27和C3（4.7μF 50V薄膜电容）电容耦合到传统的平衡-单端缓冲/放大器，配置为U1/1，是OPA1642双高性能德州仪器（TI）JFET输入运放的一半。C5（270pF COG/NPO）配合R16和R17（各1.8k）将输入信号-3dB带宽设置为160kHz。

该简单输入级的共模抑制比（CMRR）最坏情况下为34dB，但如果电阻对R18+R19和R20+R21匹配在0.1%以内，R16和R17为1%，CMRR则提升至54dB的最坏情况。在我三次开发中，测得的CMRR在1%电阻下是45dB，最高达20kHz。缓冲放大器的输出通过R15（270Ω）与功率放大器的输入耦合，AFEC放大器U1/2通过R14（270Ω）通过一个22μF双极电容C1连接。在实际实现中，打开闪存垫U13和U14可以禁用纠错，这些闪存垫可用于调试。

为了将放大器输出直流偏移整修至0V，将来自R5（25圈10k修整器）和R27（100k）的偏移电流注入输入直流偏置电阻链的结点，R42（15k）和R30（270 Ω），而C9（10μF）则提供滤波。注意，在U13和U14闪合闭合之前，必须先修剪偏移偏置。放大器的输出偏移调节范围约为±1V。R41（4.7Ω 1W SMD）将噪声系统地与前端信号地隔离开来，进一步提升放大器本已非常优异的噪声性能。参见参考文献4关于放大器低噪声布线实践。注意，一旦放大器偏移被裁剪，AFEC放大器将作为伺服，将输出偏移保持在非常低的水平。

功率放大器的前端大量借鉴了作者早期的CFA设计[5]。Q9和Q10以及Q5和Q8（BC546B和BC556B设备）被配置为数据库。Q9和Q10结的基极是高阻抗的非反相输入，R49和R50的结是低阻抗反相输入。前端输出为共集电容Q4（BC546B正极）和Q7（BC556B负极）集电极的互补电流。
DB
号输入级工作和输出恒常电流名义上为950μA，由15V齐纳二极管D2和D3，电阻为R46+R40和R39+ R45，每串总计15.15k。R39、R40、R49和R50（150Ω）确保晶体管间的任何Vbe差异被工作电流设定的约145mV耐立电压所淹没。Cascode晶体管（Q4和Q7）在DB输出晶体管Q9和Q10之间保持约15V，优化四个器件的热平衡和直流工作条件。
无输入滤波
的离散前端带宽为>40MHz，鉴于数据库中广泛使用发射极跟随器，振荡结构形成并产生寄生高频振荡，提供了充足的机会。为抑制此现象，R69和R70（1k）位于次联晶体管集电极附近，而R15（270Ω）和R31和R32（1k）作为基极阻挡器。前端输出电流在负载电阻R47和R48（1.8k）之间产生1.75V电压，为DRV TIS+和DRV TIS-的TIS级提供直流偏置。

放大器输出电压（Vfb）通过Rf（一个1k 5W的无感电阻R38）转换为电流，并注入R49、R50的接地，接地时带有33个Ω增益设定电阻Rg（R37）。在正常运行时，闭环状态下，dB输出电流在标称950μA的静止电流附近变化为低电平正弦波信号约80μA pk-pk，在削波以下全功率时约为450μA pk-pk。在高频时，大部分电流流入补偿网络电容C22、C23和C24。在所有正常工作信号、输出负载和功率下，DB级和TIS的一半都不会被驱动进入截止状态（即始终处于A类模式）。有关DB在瞬态条件下的操作和行为的更多信息，请参见参考文献6。

TIS与输出级图
3展示了TIS（也称为电压放大器级或VAS）。TIS由Q6（BC556B）作为“β辅助”和TIS输出晶体管Q11（KSA1381）组成，用于正半信号，负半部分由Q3（BC546B）和Q12（KSC3503）负责。R6和R7提供发射极退化，并将TIS驻留电流设定在约12mA。与前端发射极随从器类似，R34和R35（1k）抑制可能的高频不稳定性。R33和R51（1k）发射极电阻也被保持在1k低电阻，以保证稳定性[7]。TIS晶体管（Q11和Q12）集电极通过输出级偏置控制电路连接，该电路由Darlington对Q1和Q2（BC847C SMD器件）组成，稍后将详细讨论。Q11和Q12的集极为驱动晶体管供电，正极为Q14（MJE15032），负极为Q13（MJE1503）。


图3：TIS、偏置控制器和输出级详见此处。
驱动器的发射极与R52（68Ω）连接，使驱动级静止电流为18mA，由于Q1和Q2偏置电路的反馈控制，该电流输出功率保持在A类至>240W之间。Baker钳位D4和D5（BAS21J超低电容二极管）限制了放大器过载时的轨道粘附。

驱动级的输出与四对NJW3281/NJW1302 200W 15A输出功率晶体管（Q15至Q22）耦合，使用4.7Ω 1瓦基极阻挡电阻（R53、R55、R58、R59、R65-R68）。通过使用四对器件，晶体管的热应力最小化，散热更均匀地分散到散热片中。R61-R63、R57、R56、R60、R64 和 R54（0.33Ω 5W）提供发射极退化，使输出级线性化。在传统的AB类及部分A类设计中，热反馈作为主要输出级的静止电流控制机制，发射极退化电阻在其中发挥重要稳定作用。在这种设计中，输出级的静止电流被直接调节，尽管高功率耗散和热循环，仍能提升输出级静止电流的稳定性。二极管D6和D7在输出器件因扬声器负载的感性反冲而反向偏置时，提供通往轨道的电流路径。

输出电流过载通过感应一对退化电阻（R54和R64）的电流，并将电流传递给光隔离器U10（VO617A-2XO17T），再通过R73（15k）驱动Ilim输出（U11）。峰值故障跳闸电流通过R71和R72设定为~26A，因此每对输出为6.5A峰值。

放大器通过L1（0.8μH电感）与输出端子耦合，并联一个2.2Ω阻尼电阻（R29）。这在高频时将输出与电缆和扬声器电容负载隔离开来，并在确保轴向放大器能够驱动高反应负载（见规格表1）时不影响稳定性方面起着关键作用。由R28（10Ω 5W）和C21（0.1μF 250V）组成的Zobel网络进一步确保反射到输出器件的负载在高频时保持电阻性，并结合4.7Ω基极阻断电阻，确保输出级高频不稳定性。


表1：以下是ax-Amplifier的规格。

每个PCB模块的电源轨与两个1000μF 50V电容断开（正轨为C17和C18，负轨为C19和C20）。这些装置与0.1μF的SMD陶瓷器件（C12至C16和C28）结合，将高频信号电流局限于输出级周围。

偏置控制器
偏置控制器感测输出级发射极退化电阻上的输出驻留电流，射极Q21为正抽头点。从Q2基极到Q1发射极的标称偏置控制器电压降为2Vbe，这抵消了PNP输出级驱动器（Q13 MJE15033）及相关输出器件（NJW1302）上的2Vbe压降。因此，偏置控制器有效感应输出退化电阻上的电压降，并通过使用适当大小的缩放网络（R24、R23、R22和R2），可以设定并控制输出级静止电流。Q1和Q2（BC847C）使用SMD器件，这些器件与输出和驱动晶体管热量相近，实现了对所选常驻电流的准确且稳定控制，详见表1。

J5“偏置”连接到三档开关开关，允许选择A类、AB类或AAB类操作。R2用于将A类工作电流微调至每对550mA。C7（220μF 6.3V）确保当放大器靠近正极轨时，在低频下保持Q1 C-E两端的偏置控制电压。没有C7，偏置电压会坍缩，低频失真会增加。C2（220μF 6.3V）将偏置控制器输出解耦，确保其不会被TIS级电流变化调制，避免失真增加。图4显示了完成后的放大器从环境温度到工作温度下三输出级工作电流的测量稳定值。


图4：测量输出级显示ax-Amplifier A类输出级偏置稳定性。
由于A类模式下的静态耗散为每通道160W，如果不播放音乐会浪费，自动偏置开关会在任何输入信号缺失约40秒后将放大器设置为AB类。音乐“检测”电路由一个高增益交流放大器组成，功率包括Q24（BC556B）、R78（2.2k）、C30（2.2uF）和R79、R80（15k）和R76（4.7k）。当放大器输出信号超过2.4V峰值（0.7W峰值输出）时，Q24集电极切换为高电平，给C29（4.7μF薄膜）充电，进而使MOSFET Q25（2N7002）开启，并通过U12（TLP191光伏耦合器）使Q23（2N7002）通电。

如果连接到J5“偏置”的开关被选为A类或AAB类，输出级电流将相应设置。选择AB类（中心关闭位置）时，静止电流不会改变。输入信号停止后，Q24将关闭，C29通过R77（4.7MΩ）放电，放大器在40秒后恢复为AB类。偏置控制器激活时间为0到10V输出转换时<2毫秒。R75和D8确保Q25的栅极电压不能超过15V，而D9则保护Q24的基极不因C30在高输出电压摆动下充电而被驱动到+ve电源轨之上。J6接线到一个共阳极双色LED上，以便方便地显示放大器输出级偏置电流的状态。

放大器环路增益与反馈特性图
5绘制了仅功率放大器（青绿色走线）和复合放大器（红色走线）的模拟环路增益，后者包括功率放大器和AFEC放大器。低于1kHz时，AFEC增加了>40dB的环路增益，而在20kHz时则贡献35dB。大多数音频测量系统带宽有限（通常为48kHz或96kHz），因此准确测量AFEC在高频的益处存在问题，因为只能包含低阶谐波。然而，19+20kHz IMD高功率测试刺激将揭示高频非线性，即1kHz（及其倍数）互调信号。如果没有AFEC，全功率时ax-Amplifier残差在刺激音调上下降了-95dB，AFEC减去118dB后，显著提升了23dB。


图5：此图显示了轴式放大器的环路增益/相位性能。

除了AFEC反馈环外，功率放大器周围还有两个反馈环。第一个是通过R38的主反馈路径，第二个是通过C22、C23、C24和R36的TMC内部补偿反馈回路。在LF中，补偿反馈路径（与通过R38的主反馈路径不同）是从放大器输出通过R36、C22和C23到TIS输入端，C24的高电抗被R36（1.8k）旁路，从而将输出级封闭在环路内，降低失真。随着频率的增加，C24的电抗降低，接近R36的1.8k，然后在高频时其电抗远低于1.8k，从而使输出级脱离补偿反馈环。因此，放大器在高频时恢复为传统的单极米勒补偿，同时实现稳定所需的增益和相位裕度，同时大幅降低失真。

TMC具有与两极补偿（TPC）相同的双斜率特性，环路增益在40dB/十时下降，远远超过-3dB环路增益截止频率，但在高频时恢复到20dB/十倍，然后才穿越一环增益频率。

在非AFEC系统（青绿色痕迹）中，相位裕度从低频时的180度减小到20kHz时的~50度，然后再次增加，峰值约70度，随后在1.9MHz的单位环增益（ULG）分频频率下降至63度。启用AFEC时，相位裕度下降速度加快，在~200 kHz时达到-40度，随后在ULG频率达到~42度峰值。虽然42度看似偏低，但输出耦合电感确保轴心放大器能够无障碍驱动高电容负载。（更多信息将在本文第二部分的测量部分获得。）

在这种设计中，40dB/十分钟的斜率从~20kHz一直持续到~600kHz，超过600kHz后，在1.5MHz的单位环增益频率下恢复为20dB/十倍。与TPC不同，TMC不显示闭环高频峰值，而在TPC设计中这可能需要缓解[8]。PCB上的跳线（J4“COMP”）可以拆卸以断开TMC，此时放大器恢复为标准米勒补偿。

照片3展示了完成后的轴式放大器内部视图，包括连接器和放大器通道。轴放大器可并联驱动任何超过2Ω（下限测试极限）的电阻负载，电容最高可达2.2uF（上CLoad测试极限），最坏情况下相位裕度为42度。