用Excel观察互补输出电路的传输曲线

locky_z

   看单管的失真，观察Vbe-Ic传输曲线就行了。但对于互补管组成的电路，其实也是看他们复合电路的传输曲线就行了。只不过这个复合电路的传输曲线要合成。下面就举例用excel来合成互补管的传输曲线。
  以TIP142/147为例，他们的特征曲线我是用mulsim 14的菜单simulation->Analyses  and  simulation的DC Sweep功能，设置V2是从0.5-2.5V步长1mV递进扫描。输出取两个变量V1的电流和V2的电压。然后在出来的曲线选择导出到excel,就得到TIP142的Vbe-IC的精密数据表格，同理TIP147也一样。

  通过在excel中插入图表（散点表），就很容易看到TIP142/147的Vbe-IC传输曲线了。

locky_z

而对于下面这种NPN+PNP互补跟随电路，怎样得到它的传输曲线？
因为目的是研究Iout的值，因此需要忽略掉负载大小，将负载认为短路倒地，也就是Iout输出直接接地。，Iout就是Ic(npn)-Ic(pnp)，这样就容易直接用NPN和PNP管的Vbe-IC的特征曲线数据合成出Iout。


那么不同静态电流下的传输曲线又怎样获取？例如怎样获得偏置在I=5mA下的传输曲线。
  首先在原始数据中找到5mA下对应TIP142/147的Vbe值，例如Tip142（1.159V，0.004999A），TIP147(-1.043V，-0.005011217A)，
那么等效于真实电路在两个基极之间增加两个偏压（1.159V， -1.043V），如上楼。
  因为TIP142、147的原始Vbe-Ic数据中，最大的Vbe只有2.5V。而Vbe实际上Vi叠加偏置电压，因此Vi的幅度范围只有2.5-1.159=1.341V和-2.5+1.043=-1.457V之间，超过这个范围后TIP142(或TIP147)的Vbe就超过2.5V了，就查不到对应的Ic值。因此Vi的范围只能是-1.457V~+1.341V。
  得到的传输曲线如下图，可见还存在交越失真的区间，但交越失真的区间减少到-0.7~+0.8V内了。


同理，看一下静态电流=50mA下的传输曲线，此时的偏置电压分别是1.912V和-1.709V

可见50mA静态电流下，交越失真的区间减少到-0.05~+0.1V。

locky_z

假如存在发射极电阻，又怎样得到传输曲线？
串联着发射极电阻的管子，实际还是等效一只三极管。传输曲线也可以直接从excel中可以生成，
就是增加多一列Vbe’=Ic*Re+Vbe。串联0.5欧电阻后，同等电流范围下(0-10A)，NPN的Vbe’的范围就变成了0.5 ~ 7.587V，PNP管的Vbe范围就变成了-0.5 ~ -7.589V。得到的传输曲线如下

  第一眼看下去，传输曲线平直很多，交越失真区间减少了，实际只是因为X轴刻度加大了，看起来上交越失真区间短了，但实际上还是和没有Re时一样大。但的确在电流-10A~+10A区间，其整体线性比没有Re=0.5欧时好很多。



又例如发射极串联的不是电阻，而是电阻并联二极管，你也可以用mulsim的到二极管的V/I曲线，然后再在excel中合成复合三极管，
甚至你可以尝试"MOS并联BJT"形式看传输曲线如何。
看着这些传输曲线不堪入目，认为失真很大，但这些传输曲线都是开环状态下的，如果是跟随器，由于负反馈作用，失真会更小。


下面附件是这个excel文件，这个excel文件我写了一盒宏函数Function Find_Interpolation，主要作用是插值，这个函数就从原始数据中找到Xn < x < X(n+1)，然后根据Y(n)和Y(n+1)通过插值算出y的值。例如在TIP142中没有Vbe=1.111V这组数据，这个函数就从已有的Vbe-Ic这组数据中找到(V1=1.109,10mA)和(V2=1.113,11mA)，因为1.111恰好位于1.109--1.113之间，因此这两组数据中通过插值生成(V=1.111V和I=10.5mA)
静态电流和传输特性的关系2.zip (402.67 KB, 下载次数: 107)

2026-2-21 16:10 上传

点击文件名下载附件

geforce

感觉要避免交越失真开关失真，简单粗暴的纯A偏置就行了
搞好散热，便宜的3281 1302  贵点的3858 1494 都给到2.5A电流，万事大吉了吧

zq22

谢谢分享，学习了。

am108

大中小三极管那种最好，买一堆装一起就是发烧了

无语密码

输出OK就行了，实现超低失真，无需顾虑

locky_z

看一下50mA静态电流准互补传输曲线，分别带二极管和不带二极管的传输曲线，

断桥烟雨

一直想完成这种基础核心研究，

没想到刚好看到楼主也在做这件事。

想知道下图这种结构的失真度会不会低于单管。

夏文卡顿

“串联0.5欧电阻后，同等电流范围下(0-10A)，NPN的Vbe’的范围就变成了0.5 ~ 7.587V”。其实当NPN的Vbe到7.58V的时候，灾难是下面的PNP管Vbe被反向偏压7V了，直接深度睡眠，不省人事。这也是影响音质主要原因。

locky_z

夏文卡顿 发表于 2026-2-23 14:30
“串联0.5欧电阻后，同等电流范围下(0-10A)，NPN的Vbe’的范围就变成了0.5 ~ 7.587V”。其实当NPN的Vbe到7. ...

重点不是这个，

虽然+7V时，下管PNP的Vbe被极限反偏，但之后信号从+7回到0时，因为有输入端的RC低通，输入信号不可能瞬间从7跌倒0的，上下降沿还是有一定时间的。
其次，由于有VBE偏置电压源的存在，意味着这个互补跟随器实际上是电压源驱动，这个跟随器的速度基本上远快于信号源上升、下降的速度的。因此即使P管被极限反偏，也能正常，并不会有问题。

而交越失真就是某在某个电压区间，上下两管都没导通，或者导通了，但电流不够，使输出电流和Vi的比例偏离太多。
而通过加大静态电流，能明显压缩这个区间。例如0静态电流，这个区间在-1.4~+1.4之间，在5mA时就压缩到-0.7~+0.8区间，50mA静态电流，这个区间就压缩到-0.05~0.1V区间了。

locky_z

断桥烟雨 发表于 2026-2-21 23:21
一直想完成这种基础核心研究，

没想到刚好看到楼主也在做这件事。

这个电路画错了把，输出端合成的信号极性反了
应该是右边这两种结构吧？

断桥烟雨

locky_z 发表于 2026-2-23 17:50
这个电路画错了把，输出端合成的信号极性反了
应该是右边这两种结构吧？

没有错，有个基辅大学毕业的，哈曼声学设计师设计了如下电路。 其中，Q1Q2，Q23Q24设计得很有意思。

locky_z

断桥烟雨 发表于 2026-2-23 18:13
没有错，有个基辅大学毕业的，哈曼声学设计师设计了如下电路。 其中，Q1Q2，Q23Q24设计得很有意思。

...

电路肯定错

上图电流关系如下
I1=Ib12+IQ2
I2=Ib7+IQ2
假如I1,I2都不变，那么Ib7永远等于Ib7，和IQ2的变化多少无关，
假如Q7/Q12配对，那么Q7/Q12的电流增量永远相等，Q12增加多少，Q7就帮你流走多少，即Q7/Q12发射极公共结点处根本没有变化的电流输出。

断桥烟雨

locky_z 发表于 2026-2-23 21:51
电路肯定错

上图电流关系如下

如果Q2的β是200，那就给他B级0.005mA,

这时候Q12Q7截止，逐步减小Q2基级电流，看看Q12Q7会不会有线性输出。

我需要的输出在最底下，只要Q12Q7同时能输出线性，那上面基辅工程师的图纸就可行。

无语密码

断桥烟雨 发表于 2026-2-21 23:21
一直想完成这种基础核心研究，

没想到刚好看到楼主也在做这件事。

能将2个管的问题合成起来而已，谈不上好。

locky_z

断桥烟雨 发表于 2026-2-23 22:10
如果Q2的β是200，那就给他B级0.005mA,

这时候Q12Q7截止，逐步减小Q2基级电流，看看Q12Q7会不会有线性 ...

上述Q7、Q12这种组合电路，也可以称为异极性差分，公共发射极节点是没法输出差模信号的。输出信号只能从集电极输出，就是如13楼这种用法，只能从集电极取出信号。


常规的同极性差分也是如此。公共发射极节点处，是没有差模信号输出的，只有一个共模的信号

zq22

断桥烟雨 发表于 2026-2-23 18:13
没有错，有个基辅大学毕业的，哈曼声学设计师设计了如下电路。 其中，Q1Q2，Q23Q24设计得很有意思。

...

我理解可以正常工作：结果是上下臂分别接近双倍电流摆幅。

king5555

至少一个电流源必須动态的。