道格拉斯无缺陷电路的商业版

筑明

本坛制作分立元件中最多的电路应该是这个“无缺陷”（无可指责）电路了吧，我前后也制作了十多个版本，其中倒置达林顿输出的那个电路图最容易自激，发射极输出的相对容易成功，早一段时间上道格拉斯的个人网站上闲逛，发现有成品PCB的购买链接，仔细观察发现电路和论坛流行的版本不一样，找了很多资料，在他所著作的第6版看到了这个电路，不敢独享，绘制了这个电路图。





功率输出：根据电源电压，电压从25W到100W，电压为8欧姆。假设散热器足够。
电源：+/-24V 至 +/-45V*
失真：在1kHz时小于0.0006%，25瓦/8R。在10kHz，25瓦/8R时，电量不到0.003%。
噪声输出：小于-95 dBu（带宽22-22kHz，均方根，源电阻50R）
增益：23倍（+27.2 dB）
频率响应：+/-0.1 dB，10Hz - 20kHz
输入阻抗：2.2k（未启动），含引导选项后10k。



我根据第六版书上画的电路图，还没有制作，不确定完全准确。

martymak

失真数据是否实物測出来的结果？？？
有否做过仿真？？？


原来纸上谈兵的

晗晗

用MOS管输出更好

jingship

只是在细节上改动，功率管有过流保护，温补精确些，为降低噪声，将反馈电阻降低，为保持足够高的输入阻抗，在输入处加上自举。

ffcc

无缺陷确是一个值得玩的电路，你的2024无缺陷我认为是我装的最好声电路，可惜自己知识不够，装的不够完美，感觉高频有点细碎不够整齐，不知道是否用的管子还是电容不够好，综合讲，把这个电路调好，是有一定素质，就是不亚于同等进口功放素质，应该说音质让我吃惊，质感和解释力都好

筑明

martymak 发表于 2026-1-24 13:12
失真数据是否实物測出来的结果？？？
有否做过仿真？？？

这个不是仿真的结果吧，图上有标识是AP SYS-2702的实测。

筑明

jingship 发表于 2026-1-24 14:54
只是在细节上改动，功率管有过流保护，温补精确些，为降低噪声，将反馈电阻降低，为保持足够高的输入阻抗， ...

还有一点，推动管加了射极电阻，第4版书上的图纸没有用，估计加上这个电阻后更稳定一些。

筑明

ffcc 发表于 2026-1-24 15:10
无缺陷确是一个值得玩的电路，你的2024无缺陷我认为是我装的最好声电路，可惜自己知识不够，装的不够完美， ...

是管子的选择问题，不同的管子组合需要不同的补偿电容，补偿不好的话在高频段有很轻微的自激。

mxwmke1

道格拉斯在非商业版里是否隐藏了一些关建的东西？大家怎么看？

ztmy

倒置达林顿不好！

西牛牛

怎么都是单声道的板子，单声道对于两边有散热器的机箱比较友好，接线麻烦了，再说这个电路发热也不算大

西牛牛

mxwmke1 发表于 2026-1-24 15:32
道格拉斯在非商业版里是否隐藏了一些关建的东西？大家怎么看？

m版这个头像中的妹妹让我y意了好多年！

筑明

西牛牛 发表于 2026-1-24 16:09
怎么都是单声道的板子，单声道对于两边有散热器的机箱比较友好，接线麻烦了，再说这个电路发热也不算大

每片PCB要27英镑，两片就要54磅了，有可能作者想多卖点钱？

筑明

ztmy 发表于 2026-1-24 16:04
倒置达林顿不好！

说下理由嘛，不要简单的下定论。

ztmy

筑明 发表于 2026-1-24 16:21
说下理由嘛，不要简单的下定论。

倒置达林顿（CFP）的优缺点：

CFP输出级
图5.7c展示了互补反馈对（CFP）输出级结构。该架构中所有输出器件均工作于共发射极（CE）模式而非射极跟随器模式。部分设计师推崇CFP输出级，因其高度本地反馈能线性化输出级的每半侧电路[4]，从而显著降低每半侧输出阻抗，进而可能减少交越失真。上下CFP级均如同具有极高跨导的超射极跟随器般工作。假设每级与输出节点间仍使用发射极电阻（RE），则输出阻抗将极低且主要取决于RE阻值。

偏置与热稳定性
CFP输出级的偏置稳定性通常优于射极跟随器输出级。这是因为CFP的偏置主要取决于驱动管（其发热量相对较低），偏置电流受输出管功耗变化的影响较小，因而能实现更精确稳定的偏置设置。正因如此，CFP结构可采用比射极跟随器更小的RE阻值即可获得足够偏置稳定性。较小RE值的应用有助于降低交越失真：由于输出级净输出阻抗减小，其动态变化对增量增益的影响也随之减弱。

最佳甲乙类偏置点与跨导倍增
得益于本地反馈作用，CFP输出级的输出阻抗远低于射极跟随器架构。这意味着输出管的re发射结交流电阻）不再是决定每半侧输出阻抗的主要因素，输出阻抗更完全由发射极电阻RE主导。这种特性使得避免跨导倍增及其引发的交越失真变得更加困难。
在射极跟随器输出级中，每个发射极电阻两端的最佳静态偏置电压Vq理想值为26mV——根据Oliver理论[3]，这使gm与RE的乘积等于1。而CFP输出级中对应RE电阻的最佳Vq值仅为3.1至7.2mV（具体取决于RE在0.47Ω至0.1Ω范围内的取值）[4]，对应输出管偏置电流约15-31mA。这是CFP级在给定工作电流下具有更高跨导的直接结果。为使级联跨导降至跨导倍增影响可控的水平，输出管实际上工作于"饥饿模式"。当采用多管并联时，每管仅分配该电流的若干分之一，此时输出管的特征频率fT将显著降低。
CFP结构更高的偏置精度与稳定性并未带来实质性优势：由于其交越失真对偏置设置更为敏感，反而需要更精密控制来抑制失真。输出级每半侧的高跨导特性使CFP的交越区域更窄且更陡峭，这意味着将产生更高阶的交越失真产物。
尽管单级CFP确实比双级射极跟随器更具线性这一论断成立，但对于由互补CFP对构成的甲乙类输出级而言，该优势在多数实际工况下会因跨导倍增现象而失效。

高频稳定性
第二个主要问题涉及高频稳定性。CFP在所有条件下都 notoriously（以难以稳定著称）。这是由于CFP反馈环路产生的大量本地反馈所致。其环路增益是负载阻抗以及输出晶体管β、fT和Ccb的函数。这些架构也可能更容易受到容性负载等失稳因素的影响。CFP通常需要某种本地反馈补偿网络。

CFP输出级中的关断问题
传统CFP输出级在导通时毫无问题——驱动管可从基极抽取大量电流实现导通。然而，CFP在快速关断方面存在能力局限：关断电流仅能由图5.7c中的R1和R2提供（仅7mA可用），这些电阻两端电压永远不会超过输出管的Vbe。这与射极跟随器输出级形成鲜明对比——在Locanthi T电路[1]中，输出级相反半侧的电流会在驱动管发射极电阻上产生更大压降。CFP输出级几乎无法改善关断特性：例如射极跟随器输出级有时采用的加速电容在此无法使用。因此CFP通常关断更慢，且更容易出现高频开关失真与共模导通（直通）现象。
CFP输出级中的驱动管不工作于甲类状态，这进一步加剧了该结构的劣势。

CFP输出级中的米勒效应
工作于共发射极模式（CE）的输出器件，其集电结电容会在CFP结构中引发米勒效应。小信号效应表现为降低CFP带宽并对反馈环路产生部分补偿；大信号效应则因输出管Ccb的非线性特性导致高频失真。更值得注意的是，米勒效应还存在阻碍关断过程的大信号行为：当总Ccb为500pF且输出电压压摆率为50V/µs时，产生的电流将达到25mA——该值常超过流经基极-发射极电阻的电流。

CFP三重结构
与简单达林顿输出级类似，传统双晶体管CFP结构的电流增益不足，无法通过减轻VAS负载实现真正的高性能。正如射极跟随器存在三重结构，CFP同样可构建三重架构。虽然存在多种三管CFP集成方案，但最安全直接的方法是在CFP前级增加射极跟随预驱动级。该方案会使所需偏置扩展电压增加两个Vbe，但不会改变CFP的任何稳定性或跨导特性。

CFP退化效应
截至目前所述的CFP输出级均未在驱动管或输出管中采用发射极退化电阻。这种设计是CFP实现高跨导的部分原因。若在每个晶体管中加入适量发射极退化电阻，可降低CFP环路增益，并在给定偏置电流下获得更小的跨导值。典型设计会在驱动管发射极使用100Ω电阻，并在输出管发射极设置与RE同阻值的电阻。需要注意的是，当采用并联输出管时，CFP输出管必须使用发射极退化电阻。

西牛牛

筑明 发表于 2026-1-24 16:20
每片PCB要27英镑，两片就要54磅了，有可能作者想多卖点钱？

不便宜，只有作者自己知道了，但是现在条件好，可以集成到一张板子上嘛，布好走线就行，D类用多了再想走回老路看看差别有多大，再说个人也不想开板再做了，都想用现成的了，那天你开板惠及坛也是件好事

docmd

建议改一下无缺，改推irfp250的电路，前级电源比输出级高±10V。分2只牛来推，前半级20W小环牛即可。

断桥烟雨

DIYAUDIO论坛有”雄蜂“、”金刚狼“，

这个道格拉斯的图和他们都很像，也不知道谁先谁后。

不过，可不可以集合我们这里几个人，把这种图纸升级，做个中国版的无缺陷。

1，自从AD797提出的浮动放大原理后，很多功放都采纳这种思路，完全去掉了C14弥勒补偿电容，音质完全不一样了。

2，鲍勃的反馈理论确实很好，”金刚狼“”美国大丹“都采用了。

atisa

商业版应该是AUDIOLAB的某个型号，具体忘记了

筑明

atisa 发表于 2026-1-25 16:59
商业版应该是AUDIOLAB的某个型号，具体忘记了

AUDIOLAB老版本是场管输入，CF输出，新版本是三极管输入，EF输出，图纸： Audiolab-8000X7.rar (120.25 KB, 下载次数: 176)

2026-1-25 17:18 上传

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