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本帖最后由 城东大头 于 2025-10-6 13:54 编辑
声明：本电路是我原创，未经许可不得用于商业目的。
受到 Dual Amp Class A 功放以及上条信一的单端A类100W+100W功放启发，决定自己设计一个50W单端输出A类功放。
1、为什么选单端输出A类
单端输出A类失真大，但偶次谐波丰富。
图1. 单端A类频谱
推挽输出A类失真小，偶次失真被抵消，剩下的均为奇次谐波。
图2. 推挽A类频谱
这两种输出拓扑虽然都是A类，但听感很不相同。放弃现代功放的高速、低失真、高解析度风格，回归温暖而有些许模糊的声音，是一种情怀，值得一试。
2、如何攻克功耗墙？
单端A类效率理论最高也只有25%，受到散热性能的限制，一般都是三到五瓦的小功率功放，实用性很差。要从根本上解决功耗问题，只能采用双放大电路，将电压放大和电流放大分开，只要尽可能降低电流放大级的工作电压，功耗就能很好地得到控制。制作100W以上的单端输出A类不是梦。
双放大电路功放复杂啊，成本也高，好像不切实际。但是，这是误解，复杂不复杂看你的设计，成本高不高看你元件的选择。
放大电路的性能是由电路的拓扑结构决定的。元器件的档次对性能的影响很不明显。
放大电路的底子是由电路的开环特性决定的。像无缺陷放大器一样，将每一级的性能做到最佳，最终的整机不会差。
3、确定功放电路的整体结构
遵循极简的理念，用最简单的电路，选最通用的元件，用设计来保证整机性能。
为了简化电路，AB类和单端A类共用电压放大级，将AB类输出级和单端A类输出级并联工作。
经过反复推敲、优化，确定如下的单端输出A类功放原理框图。
A1与A2组成传统的OCL电路，有全局反馈，追求高稳定性。A3是单端A类，开环输出。A2输出推动A3的浮动电源上下滑动，使低电压的A3也能输出大摆幅。可以看作A2输出电压，A3输出电流。
4、确定电压放大级
电压放大级要最简，无疑OPA453高压运放是首选。参见我的“PM-AB2 的改进”（http://bbs.hifidiy.net/forum.php ... 72&pid=30666174）。
由于本功放不以超低失真为目的，为了简化，把上、下两个恒流源优化掉了。代价是失真略微增加，但可接受。换来的是无比简洁的电路和高稳定的性能。反馈端的隔直电解电容可短接，做成DC功放。
5、确定AB类级
AB类级的失真对最终输出的失真贡献很小，所以采用固定偏置小静态电流的MOSFET推挽输出。选用最常见的 IRFP240/IRFP9240。
这里静态电流设计在50~100mA，如果机箱散热条件好，可增加到200mA，失真会降低。
偏置电路晶体管和AB类输出MOSFET管要有热耦合，防止热失控。
6、选择单端A类级工作模式
单端A类有两种模式，一种是共源漏极输出，有电压增益，另一种是源极跟随器输出，也被称为“Power Follower”，这种是单位电压增益。
图4. 共源漏极单端输出
图5. 源极跟随器单端输出
由于单端A类级是开环输出，为了获得最小的相移、最低输出阻抗，优选源极跟随器。
7、解决单端A类级的直流耦合问题
为了干掉输出端的大电解电容，单端A类级改用±5V供电。只要源极静态电压能稳定在0V，就可以直耦输出。这个电源越低A类级功耗越低，但要保证两个MOSFET工作于线性放大区，也不能过低。
这里首要解决的是消除Vout和Iout这两点的电压差。这是由于A类级静态电流5A，远比AB类级0.1A大，因此Vgs电压也要高得多。如果不做处理，A类级直接接到偏置电路的A点，Iout输出点会出现大的失调，经仿真，失调达到-400mV。于是在偏置电路上端接入一只锗二极管，人为拉高A类级MOSFET管的Vgs，这样处理后，输出失调降到小于40mV。
由于AB类级偏置电流和A类级输出失调是互相牵制的，R7选用一10k的可调电阻，从阻值最大开始调小，同时检测AB级电流和A类输出电压，仔细微调R7，使A类输出端失调最小即可。
图6. AB类级和A类级MOSFET管所需Vgs差异
锗二极管较难获得，可用合适的肖特基二极管代替。
8、提高单端A类级的性能
单端A类级是开环输出，它的性能直接决定整机的输出性能。首先，必须选用低压低导通电阻的MOSFET管，本电路选的是 IRFP054V，放弃难购的东芝 2SK1380。采用自举电路，将增益提高到非常接近1，同时提高栅极供电电压，解决±5V低供电的局限性。
9、设计合适的大电流恒流源
作为源极跟随器的负载，恒流源的性能很关键。这里没有采用图5中那种BJT+稳压管的设计，而是改用一只BJT完成电流检测并控制MOSFET。恒流源电流取决于Vbe和检测电阻。这只晶体管要远离热源，使之结温不会发生大的变化。这里设计恒流源5.24A。
如果晶体管结温上升，Vbe下降，从而恒流源电流下降，所以不会发生热失控，安全性很高。
源极跟随器MOSFET的静态电流取决恒流源，恒流源不崩溃，MOSFET M3也不会崩溃。这里热补偿就省了。
10、完整电路图
完整的电路图如下。
OPA453最大供电±40V，这里不是稳压供电，为了保护运放，必须降压，综合考虑到输出摆幅需求，确定±36V供电。
结合考虑散热的压力，确定输出功率50W（4Ω/8Ω）。8Ω输出受限于最大输出摆幅，4Ω输出受限于恒流源电流。为了4Ω上输出50W，再留些裕量，确定恒流源电流5.24A。
50W输出功率，已能适应大多数家用场景。
图8. M1、M2、M3之间电流的关系
11、性能测试仿真
1) 功耗
分别计算AB级功率管、A级功率管、恒流源管功耗、电流检测电阻功耗，相加得到总功耗。
静态功耗：2.26+1.95+26.1+23.1+3.3=56.71W
最大输出时功耗（4Ω）：33.9+33.9+20.8+23.8+3.3=115.7W
最大输出时功耗（8Ω）：16.1+16.1+23.1+23.3+3.3=81.9W
可以发现，A类级功耗基本保持不变，AB类级功耗随输出功率而变。
以前计算功耗只能手工计算个大概，现在用 LTSpice，可以精确计算功耗啦。
2) 频率响应
A类级输出，-3dB带宽215kHz
3) 频谱分析
图10. AB类输出、A类输出1kHz频谱分析（20W/4Ω）
在单端A类输出端，可看见非常典型的单端A类频谱，所以本机音色仍然是继承自传统的单端A类。
4) THD失真分析
| 测试条件 | A类输出THD | B类输出THD | A类输出DC | B类输出DC | | 1kHz, 1W, 4Ω | 0.985871% | 0.011269% | 34.97mV | -1.73μV | | 1kHz, 20W, 4Ω | 0.637456% | 0.008517% | 34.97mV | -1.73μV | | 1kHz, 50W, 4Ω | 0.626247% | 0.008007% | 34.97mV | -1.73μV | | 1kHz, 1W, 8Ω | 0.555117% | 0.005388% | 33.11mV | -1.65μV | | 1kHz, 20W, 8Ω | 0.311471% | 0.004032% | 33.11mV | -1.65μV | | 1kHz, 50W, 8Ω | 0.250853% | 0.004507% | 33.11mV | -1.65μV | | 20kHz, 1W, 4Ω | 1.011771% | 0.217884% | 34.97mV | -1.73μV | | 20kHz, 20W, 4Ω | 0.668305% | 0.155775% | 34.97mV | -1.73μV | | 20kHz, 50W, 4Ω | 0.649702% | 0.140266% | 34.97mV | -1.73μV | | 20kHz, 1W, 8Ω | 0.568660% | 0.106332% | 33.11mV | -1.65μV | | 20kHz, 20W, 8Ω | 0.321014% | 0.074241% | 33.11mV | -1.65μV | | 20kHz, 50W, 8Ω | 0.249747% | 0.072866% | 33.11mV | -1.65μV |
5) 方波响应
分别针对4Ω、8Ω负载，负载有0μF、0.1μF、0.47μF的电容，测试频率20kHz。
图11. 4Ω时20kHz方波响应
图12. 8Ω时20kHz方波响应
有些小遗憾，负半周在大负载电容下控制不理想，这是单端A类电路本身的特点决定的。
输出端串联L-R网络，加上茹贝尔网络，再适当调整补偿电容，可大幅减小负半周振荡。
本电路有效地解决了单端A类的功耗痛点，结构简单，制作难度小，欢迎有兴趣的朋友一起探讨。
补充内容 (2025-10-25 21:55):
新增单端A类音乐信号仿真输出，详细情况转到 178#
http://bbs.hifidiy.net/forum.php ... 96&pid=30674036 |
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发表于 2025-10-6 13:49
