一款低TIM的全对称放大器-LEACH4.5

筑明

这个电路来自于美国佐治亚理工学院电气与计算机工程学院教授
LEACH放大器计划 - 第 1 部分

背景1970 年代放大器设计的一个热门话题是“瞬态互调失真”（TIM）。用于这种现象的其他名称是“回转感应失真”（SID）和“动态互调失真”（DIM）。当瞬态输入信号使放大器的输入级过载时，就会发生TIM，导致放大器在反馈信号到达之前短暂中断或变得非线性。如果输入级切断，放大器输出压摆，放大器产生硬 TIM。如果输入级变为非线性但未切断，则称放大器表现出软 TIM。
要了解TIM是如何发生的，请考虑图1（a）中给出的反馈放大器框图。驱动开环放大器的误差电压是输入电压和反馈电压之间的差值，即 ve = vi - vf。如果开环放大器的增益非常大，则稳态误差电压非常小，输入级不会过载。现在，假设在输入端施加了1 V的电压阶跃，即在时间t = 0时，输入电压瞬时从0增加到1 V。输出电压不能瞬时变化，因此输入阶跃发生时 vo = 0。在t = 0时，没有反馈，即vf = 0，误差电压为ve = 1 V。随着时间的增加，vo 开始增加，导致 vf 增加，从而使 ve 变小。图1（b）中的波形说明了这一点。

[size=12.0000pt]file:///C:/Users/zhum01/AppData/Local/Temp/ksohtml33872/wps1.png[size=10.5000pt]

[size=12.0000pt]图 1.（a） 放大器框图。（b） 反馈和误差电压波形。

假设图1（a）中建模的放大器的输入级是传统的BJT差动放大器。当差分输入电压超过约 57 mV 时，差动放大器中的一个 BJT 会切断。图1（a）中的差分输入电压是误差电压ve，因此差动放大器在ve = 0.057 V时将过载。从图1（b）可以看出，输入端的1 V阶跃将导致差动放大器的严重过载。有两种方法可以增加过载电压。一种是将电阻器与 BJT 的发射器串联。另一种是用 FET 代替 BJT。由于 FET 参数非常不可预测，而且 FET 更容易受到闪烁噪声的影响，因此我更喜欢带有发射极电阻器的 BJT。下面将对此进行更详细的解释。
反馈信号到达输入级之前的时间延迟由开环放大器的带宽设置。如果开环带宽大于信号带宽，则不会发生TIM。因此，已经描述的最小化TIM的一个标准是将开环放大器设计为具有大于音频频段的带宽。为了保持放大器稳定，开环增益和开环带宽的乘积不能太大。因此，如果增加开环带宽，则必须同时降低开环增益以保持放大器稳定。由于开环增益较低，这种设计被称为“低反馈放大器”。我在《音频》杂志上发表了一款放大器，它的开环带宽约为 25 kHz，开环增益约为 400。我将文章称为“构建低TIM放大器”。在没有反馈的情况下，放大器在 1 kHz 时的 THD 为 0.5%，输出功率为 50 W 至 8 欧姆。
TIM 的许多批评者对开环带宽必须大于信号带宽以防止 TIM 的设计标准提出异议。在我的文章发表后，我开始意识到这是真的，前提是开环增益和带宽的变化方式使得两者的乘积保持不变。如果这样做得当，可以减少 THD 和 IM 等静态失真，同时不会影响放大器的稳定性或其对 TIM 的敏感性。开环增益和带宽的乘积称为增益带宽乘积。原始放大器的增益带宽乘积为 10 MHz。此后，我将其降低到大约 8 MHz，因为我觉得它提高了稳定性并导致了更好的声音放大器。增益带宽乘积主要通过将差分放大器发射极电阻的值从100欧姆增加到300欧姆来降低。仅此一项就可以将增益带宽乘积降低到 8 MHz 以下，但我同时将第二级的晶体管更换为电容较低的晶体管，这往往会增加它。
我什至猜不到有多少人制造了最初的放大器或随后的几个版本。我收到了来自世界各地的邮件。在我看来，对建造它的兴趣永远不会停止。然而，到了 90 年代初，我唯一听到想要建造它的人是学生。然后一位以前的学生给我发了电子邮件，问我是否有我在网上的放大器计划。在我在网上发布了一组非常简短的计划后，我开始收到对放大器感兴趣的人的电子邮件。当佐治亚理工学院在 1996 年亚特兰大奥运会期间举办“奥运村”时，人们的兴趣似乎达到了顶峰。每次收到问题时，我都会尝试修改计划来回答它们。因此，这些计划比我最初的计划要详细得多。
LEACH放大器，版本:4.5，是“低TIM放大器”的最新更新。建造它的佐治亚理工学院的学生从未将其称为“低 TIM 放大器”。他们一直称它为“LEACH放大器”。多年来，我见过无数由学生和其他人制造的放大器版本。所有的错误都已经解决，如果用耐心和小心的态度制造，放大器应该可以完美运行。这是一个先进的建设项目。我不建议没有电子构造和组装经验的人来解决这个问题。如果您不知道如何将电子元件焊接到印刷电路板上，那么这不是我推荐的项目。我最近让一名学生将组件焊接到他的电路板上，并在我们的一个实验室中进行测试。他告诉我，他们测试还不错。我要求看木板。在一个上，晶体管的基极引线没有焊接。另一方面，有一个冷焊点，可以通过该冷焊点将元件引线从电路板上的孔中推出。如果这些不加以校正，那么在将输出晶体管连接到电路板后，他的放大器的两个通道都无法工作。您必须知道如何焊接来处理这个项目。
纽约州一所学校有一名机械工程专业的学生试图制造放大器。我在他建造它时收到了他的几封电子邮件，询问问题。完成后，他将放大器插入墙上插座，打开它，它就燃烧起来了。我真的为这个家伙感到难过。他的错误是没有仔细检查他所做的一切，也没有遵循我描述的测试程序。在将功率晶体管连接到电路板之前和之后，必须使用限流台式电源检查电路板。由于没有台式电源，可以使用带有变压器的 Variac 变压器来改变交流电压的放大器电源，但我不推荐它。在这种情况下，电路板保险丝应更换为 100 欧姆 1/4 瓦电阻器。如果出现错误，这些会冒烟并保护放大器。这都在施工细节中进行了描述。我听一位建筑商说，如果他不听从我关于 100 欧姆电阻器的建议，他的放大器就会冒烟。在纽约的那个学生说他的放大器爆炸了之后，我再也没有收到他的消息。
当学生问我制造放大器需要多长时间时，我告诉他们分配 3 个月的时间来订购和获取零件，并分配第二个 3 个月的时间来制造它。一位以前的学生认为他可以在两周内制造放大器。他不仅向当地供应商支付了大约两倍于他可以订购零件的价格，而且他的放大器还受到了构造问题的困扰。为了解决这些问题，他多次拆焊和焊接电路板上的零件，以至于走线开始剥落。他最终不得不买一套新的电路板并重新开始。毕业后，他又订购了八块电路板来制造更多的放大器。
当电源电压约为 58 V DC（+ 和 -）时，放大器在 8 欧姆负载下将输出每通道 120 瓦的平均正弦波功率。SMPTE IM 失真在削波时通常为 0.15%，在较低电平下小于 0.01%。该电路的电压增益带宽乘积约为 8.5 MHz，信号压摆率为 60 V/微秒。频率补偿由输入差分放大器级的 300 欧姆发射极简并电阻、高增益级的 10 pF 滞后补偿电容器以及驱动器级和输出级周围高于 150 kHz 的前馈补偿提供。电压和电流检测保护电路可防止在输出短路时损坏放大器。
一些读者对 8.5 MHz 增益带宽乘积提出了质疑。不要将其与输出晶体管的 fT 或增益带宽乘积混淆。晶体管的 fT 是其电流增益降低到单位的频率。相反，放大器的增益带宽乘积是电压增益与增益下降 3 dB 或系数 0.707 的频率的乘积。无论放大器电路如何，如果放大器要稳定且不振荡，则不能将该产品做得太大。设置增益带宽乘积是放大器所谓的“频率补偿”的一部分。
放大器将驱动 4 欧姆负载至全功率，而不受电流限制。根据电源调节，4 欧姆负载的输出功率是 8 欧姆负载功率的两倍。当负载低于 2 欧姆时，保护电路会限制最大输出电流，从而限制输出功率，以保护输出晶体管。该放大器在容性负载下很稳定，可以毫无问题地驱动静电扬声器。
放大器音质的一个很好的指标是它驱动容性负载的能力。电容式扬声器换能器的典型例子是静电换能器。另一种是一些喇叭高音扬声器中使用的压电换能器。我听说过在驱动这些高音扬声器阵列时放大器过热。毫无疑问，电路正在振荡。经常被忽视的负载电容的第三个来源是扬声器电缆。一些所谓的“高清”电缆旨在最大限度地减少串联电感。因为每单位长度的串联电感乘以每单位长度的分流电容是一个常数，等于光速的平方的倒数，所以最小化电感可以最大化电容。因此，这些电缆可以表现出高分流电容。出于这个原因，我通常不推荐它们。我听说过某种“高端”放大器，当这些电缆连接到其输出时，即使没有信号输入，它也不再冒烟。一位在松下工作的前学生在他们的“高端”听音室进行了听力测试，看看“高清”电缆和普通拉链之间是否有任何听觉差异。我不知道他们用了什么功放，但他说听众一致认为拉链的高频响应更好，这无疑是因为“高清”电缆的高电容。
低TIM放大器在容性负载下保持稳定。我已经用 2 uF 电容器对其进行了测试。这是我在 70 年代阅读 Bascom King 关于 Audio （rip） 杂志放大器的报告中学到的一项测试，这可能是我所知道的最糟糕的负载。由于一些放大器在负载电容器时变得不稳定，因此我看到使用电阻器（例如 2 欧姆电阻器）与电容器串联进行的测试。这是作弊。它并不表示放大器在容性负载下的稳定性。当我第一次使用 2 uF 电容器测试我的原型低 TIM 放大器时，它烧毁了与输出晶体管串联的 0.33 欧姆 5 W 发射极简并电阻器。我怀疑电路在振荡。要么电阻器无法处理电流，要么电路在振荡。我怀疑是后者。这些问题在我完成原始原型 amplifeir 之前就得到了解决。
放大器音质的另一个很好的指标是其高频削波行为。当放大器被驱动到削波状态时，电路中的一些晶体管被驱动到饱和状态。当晶体管饱和时，相对较大的电荷会存储在半导体结中。为了使放大器摆脱削波，必须中和该电荷。为了尽量减少这种情况发生的时间，绝不应让较大的输出和驱动器晶体管饱和。尽管如果允许输出晶体管饱和，放大器的额定功率通常可以增加，但它会导致高频削波问题，即“粘连”。当放大器出现此问题时，当放大器被驱动到高频削波时，其输出波形似乎会“卡在削波电平”。在低TIM放大器中，饱和的晶体管位于放大器的第二级。因此，当放大器被驱动到削波时，粘连问题被最小化。

筑明

图 2 至 5 中显示的数据是在学生 Allen Robinson 的放大器上使用音频精密系统 II 分析仪测量的。图 2 显示了在 20 Hz 至 20 kHz 频段内测得的增益与频率的关系图。低于 10 kHz 时，增益为 26.6 dB，在 20 kHz 时降至 26.5 dB。增益是在 1 V rms 的输入电压和 8 欧姆负载下测量的。在此电平下，输出功率为 57 W。
图3显示了20 Hz至20 kHz频段内测量的相位与频率的关系图。与增益测量一样，相位是使用 1 V rms 输入信号和 8 欧姆负载测量的。在 20 Hz 时，相位为 +1.5 度，在 20 kHz 时降至 -8.8 度。如果将线性刻度用于频率轴，则相位图将是一条具有恒定斜率的线。斜率对应于通过放大器的时间延迟，约为 1.5 微秒。

图 4 显示了在 120 瓦输出功率为 8 欧姆时测得的总谐波失真与频率的关系。在 20 Hz 时，失真为 0.006%。在 20 kHz 时，它增加到 0.29 %。高频失真上升是低反馈放大器的一个特征。它是由放大器传递函数中环路增益低于第一极点频率引起的。环路增益在第一极点上方每十倍频程降低 20 dB 时，导致失真曲线在高频下增加。高频输出级周围的前馈补偿也对上升有一点贡献。在较低的功率水平下，失真较小，尤其是在较高频率下。

图 4.测量的 THD 加噪声与 120 W 输出频率的关系。

图5显示了在8欧姆负载下测得的互调失真与输入电平的关系。使用电影电视工程师协会 （SMPTE） 标准测量失真。输入信号是 60 Hz 正弦波和幅度比为 4 比 4 的 1 kHz 正弦波的总和。分析仪测量由较大幅度的 60 Hz 波引起的较小幅度 4 kHz 波的调制失真百分比。输入电压从0.1 V峰值扫描到2 V峰值进行测量。当输入电压为2 V峰值时，放大器处于削波阈值。在此水平上，IMD 为 0.018%。在较低水平下，它下降到 0.0059%，然后随着水平的进一步降低而增加。IMD在较低电平的上升是由测量系统中的残余噪声和嗡嗡声引起的。尽管嗡嗡声和噪声是恒定的，但当输入电压降低时，当嗡嗡声和噪声表示为输出电压的百分比时，嗡嗡声和噪声会增加。
自从进行这些测量以来，我发现音频精度分析仪会发出恒定的低电平噪声，该噪声被放大器放大，并导致失真测量值高于低功率电平时应有的水平。毫无疑问，这就是图5中IM失真在低电平上升的原因。一名学生在测试他的放大器时发现了这一点。他找到的解决方案是提高分析仪的输出电平，并在分析仪和放大器之间使用衰减器。我需要用衰减器重新测试 Allen 的放大器。低电平的失真应低于图表中显示的失真。

图 5.测量的IMD与输入电压的关系。

筑明

共源共栅差振输入级
放大器的输入级如图1所示。R1 将输入电阻设置为 20 kohm。R2 和 C1 形成一个 200 kHz 输入低通滤波器，以保护放大器免受输入端不需要的 RF 信号的影响。Q1 到 Q4 形成互补的差动放大器输入级。输入信号施加到 Q1 和 Q3 的基极，而反馈信号施加到 Q2 和 Q4 的基极。差动放大器从输入信号中减去反馈信号，以生成驱动放大器中后续级的误差信号。误差信号是Q1和Q3中的集电极电流。除了作为输入低通滤波器的一部分外，C1还通过差分放大器提高了反馈信号路径的带宽，从而改善了环路增益传递函数中的相位裕度。

图 1.放大器输入级。
Q5和Q6形成共共源共基极级，将差安误差电流传导至负载电阻R11和R12。Q5 和 Q6 还可以将 Q1 - Q4 两端的电压降低约 18 V，以防止这些晶体管中的电压击穿。D13 至 D16 二极管是 20 V 齐纳二极管，用于调节在差动放大器中设置偏置电流的电压。每个齐纳二极管的偏置电流约为 3.3 mA。虽然可以使用单个齐纳二极管代替两个串联二极管，但我发现 2 个二极管串联时电压的误差容限较小。C2 至 C5 是交流去耦电容器，确保 Q5 和 Q6 的基极位于交流信号接地。R15和R16将每个差动放大器中的尾部偏置电流设置为约3.25 mA。该电流和电阻R7至R10将差分放大器的差分tanconductance增益设置为约1.6 mA/V。差动放大器使用电阻式尾电流偏置电路。它们不仅比有源电流源产生的噪声更少，而且还提供了平稳的放大器导通，没有重击声。每个差动放大器的电压增益约为 2，即 6 dB。
R7 至 R10 是发射极简并电阻器，在放大器的频率补偿中起着重要作用。如果没有这些电阻器，差动放大器的增益将增加到大约 40，即 32 dB。如果该理论可信，失真将同时减少 40 倍。然而，除非降低差振偏置电流、增加第二级的补偿电容或两者兼而有之以保持相同的增益带宽乘积，否则这将严重降低振荡引起的放大器的稳定性。任何一种都会降低压摆率。
R7 到 R10 不仅降低了差速放大器的增益，而且还提高了其线性度和动态范围。图2显示了Q1和Q2（或Q3和Q4）中的集电极电流与带和不带发射极电阻的差分输入电压的函数关系图。电流 IQ 是差动放大器偏置电流，约为 3.25 mA。线性范围被认为是电流在最大值的 5% 到 95% 之间变化的点之间的区域。如果没有电阻，当差分输入电压超过约57 mV时，差分放大器将离开线性范围。使用发射极电阻器时，该电压增加到约 951 mV，或增加约 17 （24 dB）。这降低了放大器对瞬态失真类型的敏感性，即回转感应失真 （SID）、瞬态互调失真 （TIM） 和动态互调失真 （DIM）。该图显示，对于发射极电阻，差动放大器在输入电压大至1 V时呈线性。

图 2.差动放大器电流与差分输入电压的关系图。
我见过的大多数放大器电路要么在输入差分放大器中没有发射极简并电阻器，要么与低 TIM 放大器中的 300 欧姆值相比电阻器的值很小。我什至见过一些电路中存在电阻器，但电容器用于绕过它们以获取交流信号。这些放大器通常具有非常高的开环增益，即反馈前的增益。这使得添加反馈时的失真更低，但除非使用大值补偿电容器，否则它们往往会振荡。这降低了放大器的压摆率，并增加了瞬态失真问题的敏感性。
低TIM放大器专为指定的增益带宽乘积和压摆率而设计。我选择了大约 8.5 MHz 的增益带宽乘积。这足以使放大器成为低反馈设计。然而，在添加输入低通滤波器（R2和C1）之前，它足够高，可以提供低失真数字和超过400 kHz的闭环带宽。我选择了大约每微秒 60 伏的转换速率。这比要求高得多。它足够高，可以提供大约 220 kHz 的大信号带宽。但是，我从不建议任何人在 20 kHz 以上的全功率下测试放大器。在此类测试期间，输出晶体管会承受严重的热应力，并且可能会失效。我认识一个人，他使用低TIM放大器以40 kHz的频率以全功率驱动超声波振动台。他说它有效，但我不推荐这样的应用程序。
选择输入低通滤波器（R2和C1）的带宽，以便放大器在削波之前不可能压摆。图3显示了将放大器驱动到削波边缘的阶跃输入电压的差分输入电压vID到差动放大器的图。峰值出现在时间 t 1，即大约 0.6 微秒。峰值为 0.437 V。对于方波输入信号，该峰值增加2倍至0.874 V，在图2所示的差分放大器的线性响应范围内。因此，放大器在与方波输入信号削波之前无法压摆。这是回转的最坏情况测试。

图 3.电压阶跃输入的差分输入电压图。

无语密码

8.5 MHz 增益带宽乘积是虚拟公式。因为不是前置。
比如功放：  500khz x 20(倍)=10MHZ，是不等于 5MHZ X 2(倍)。未有前置能实现增益带宽乘积

筑明

第二阶段
第二级的示意图如图1所示。Q12和Q13是互补的共发射极级，它们提供高电压增益以放大差分放大器的输出电压。为了简化电路，省略了两个晶体管，它们是保护电路的一部分。它们通常被切断，对第二级的工作没有影响。RE12和RE13分别代表整个电路中的R21+R23和R22+R24。下面讨论标有“VBE乘法器”的块。就第二级的工作而言，它可以被认为是一个直流电池，用于设置两个输出之间的直流电压。

图1.第二级电路图。
输入级差动放大器的输出电压施加到Q12和Q13的基极。这些电压的直流分量RE12和RE13将Q12和Q13中的偏置电流设置为4.2 mA。Q12和Q13的有效跨导由该电流、RE12和RE13设置为2.5 mA/V。差动放大器输出电压的交流分量同相。当这些电压增加时，Q12中的电流减小，Q13中的电流增加。这种“推挽”动作迫使第二级输出端的电压降低。同样，差动放大器的输出电压降低会导致第二级输出增加。由于Q12和Q13上的有效集电极负载阻抗非常高，因此第二级的电压增益非常高。很难预测增益值，因为它非常依赖于Q12和Q13的集电极-发射极电阻以及后续驱动器和输出级中晶体管的电流增益。
C10和C11是补偿电容器，用于设置放大器中主极点的频率。有时这些电容器称为滞后电容器或米勒电容器。每个电容器的有效值通过Q12和Q13的集电极-基极电容而增加。每个电容器的总电容与R7至R10和差速放大器偏置电流相结合，将放大器的增益带宽乘积设置为约8.5 MHz，将压摆率设置为60 V/usec。
C10 和 C11 是电路中唯一的补偿电容器。没有它们，放大器可能会振荡。电容器连接在 Q12 和 Q13 的基极和集电极之间，它们与晶体管的基极到集电极耗尽电容并联。这是补偿电容器在反馈放大器中的最佳位置，因为它们具有“分极”作用，迫使级中的第二个极点达到更高的频率。电容器的所需值非常小，因为它们的有效值通过所谓的米勒效应而增加。
有人问我为什么不在第二级使用共源共栅级（共发射极后是共基极）。共源共栅级最大限度地减少了米勒效应，并且比共发射极级具有更低的输入电容。它用于需要优化带宽的应用。然而，反馈放大器必须具有主极点才能设置其增益带宽乘积。可以表明，设置该极点的最佳方法是将电容器从最高增益反相级的输出端放置到输入端。如果我在第二级使用共源共栅放大器，则必须从每个放大器的输出端到输入端放置一个电容器来设置主极点。然后共源共栅级将具有与共发射极级相同的带宽。如果增益带宽乘积要保持恒定，则共栅级不能用于提高反馈放大器的带宽。如果增益带宽乘积没有有意限制在某个合理的值，则放大器将不稳定。也就是说，它会振荡。我的双并管放大器页面显示了一个共源共源第二级，其中有米勒补偿电容器，限制了其带宽。
R32、R33和C13至C16是电源轨上的低通滤波器去耦网络。这些滤波轨电压以降低到达输入级和第二级的纹波电压。每个滤波器的 -3 dB 截止频率约为 20 Hz。
VBE乘法器偏置电路
Q12和Q13中的集电极偏置电流流过VBE乘法器电路，如图2所示。Q7 作为直流稳压器连接，采用并联串联负反馈。Q7两端的直流电压通过P1进行调整，以设置输出级中的偏置电流。D1 到 D4 与输出晶体管一起安装在散热器的孔中，以向 VBE 乘法器提供负热反馈。随着散热器温度的升高，二极管使Q7两端的电压降低，以防止输出晶体管中的热失控。C12 改善了 Q7 在高频下的电压调节。此外，它还能防止由于Q7周围的分流串联反馈而可能发生的任何振荡。

图 2.VBE倍增器电路。
许多放大器在散热器上带有输出晶体管的 VBE 乘法器晶体管。这消除了对二极管的需求。从电路板到晶体管的导线对地表现出电容，这会影响第二级的高频响应。在最坏的情况下，这可能会导致振荡问题。通过散热器上的二极管，电路板上的电阻器可以与导线串联使用，以将该电容与第二级隔离。这些电阻器是图2中的R25和R26。如果将 Q7 安装在散热器上，则无法使用隔离电阻，因为它们会影响 Q8 和 Q9 集电极之间的电压调节。

筑明

输出阶段
第二级的两个输出施加到图1所示的输出级。该电路是三级互补达林顿连接或共集电极放大器。为简单起见，两个输出晶体管（Q20和Q21）和保护电路元件未显示。拓扑结构类似于 Bart Locanthi 在 1960 年代发布的经典 JBL“T-Circuit”。我已经使用 SPICE 模拟了几乎所有用于输出级的拓扑，我发现这个拓扑结构更好。在我看过的所有拓扑中，它表现出最低的输出阻抗。这意味着它可以向扬声器负载提供更多电流。而且它最不容易受到交越失真的影响。

图 1.输出级。省略了Q20、Q21和保护电路。
Q18 到 Q21 是驱动扬声器负载的输出晶体管。并联的 Q18 和 Q20 提供正负载电流，而并联的 Q19 和 Q21 提供负负载电流。通过在电路的每一侧并联晶体管，输出级的额定电流加倍。输出晶体管在AB类模式下偏置。该模式的A类部分意味着所有输出晶体管都静态导通电流，即没有输入信号。当输出电压驱动为正时，Q18 和 Q20 传导更多电流，为扬声器提供正负载电流，而 Q19 和 Q21 逐渐切断。当输出电压驱动为负时，Q19和Q21传导更多电流来提供负负载电流，而Q18和Q20逐渐切断。在输出波形的交替半周期上切断两个晶体管是该模式的 B 类部分。当输出电压过零时，所有四个输出晶体管都导通，即它们工作 A 类。这最大限度地减少了输出电压波形上的交叉失真或中心削波。
三级互补共集电极放大器提供非常高的电流增益，这是驱动扬声器负载而不负载第二级所必需的。电压增益近似单位。晶体管 Q14 - Q17 是驱动输出晶体管基极的驱动晶体管。驱动器晶体管被连接，以便它们都以 A 类模式运行。这提供了低输出阻抗来驱动四个输出晶体管。
出于两个重要原因，输出晶体管的基极应具有低源阻抗。首先，需要向导通的输出晶体管提供基极电流。其次，需要快速耗尽存储在关闭的输出晶体管基极中的电荷。这迫使输出晶体管“平滑”打开和关闭，从而最大限度地减少交叉失真毛刺。Q14和Q15中的偏置电流由VBE乘法器两端的电压与R34和R35一起设置为约4 mA。Q16和Q17中的偏置电流由VBE乘法器和R36两端的电压设置为约4.5 mA。
在一些放大器中，驱动级中的晶体管工作 AB 类，以便它们与输出级的晶体管一起打开和关闭。在此类放大器中，R36 将被两个串联电阻器取代。它们之间的交汇处与 R34 和 R35 之间的交汇处将连接到 R45 和 R46 之间的交汇处。这会导致交叉失真增加，并可能导致寄生振荡问题。A 级驱动器级不存在这些问题。
输出晶体管中的偏置电流由VBE倍增器两端的电压与R45 - R48结合设置。调整电位器P1，使每个通道静态消耗100 mA，每个输出晶体管中的偏置电流在40至45 mA范围内。这足以使 8 欧姆负载的输出电压波形上的所有交叉失真基本消失。这是通过使用示波器观察连接到放大器的失真分析仪的输出波形来确定的。
R41 至 R44 与输出晶体管的基极串联，以抑制输出级中可能发生的寄生振荡。这些是音频信号峰值上的振荡爆发。因为我在使用低 TIM 放大器时从未遇到过这些问题，所以我原来的电路没有这些电阻器。但是，我确实遇到了双筒放大器的寄生振荡问题。我发现添加与每个输出晶体管的基极串联的 10 欧姆电阻器可以解决问题。当时，为了安全起见，我将它们添加到低 TIM 电路中。
R45 至 R48 是发射极镇流电阻器，可确保并联输出晶体管中的电流共享相等。这些电阻还充当保护电路的电流检测电阻，图1中未显示。R49、L1、R50 和 C25 可抑制扬声器负载中分流电容可能引起的寄生振荡。R50 和 C25 安装在扬声器输出接线柱上。在我制造的第一个放大器上，我将这些放大器放在电路板上，它们会引起剧烈振荡，因为通过 R50 和 C25 的电流在流过电路板信号接地引线时会产生正反馈。当振荡发生时，散热器会变得非常热。将 R50 和 C25 移至扬声器输出接线柱解决了这个问题。
我看过放大器电路图，其中有不同变化的电路，由 R49、L1、R50 和 C25 组成。有些在 R50 和 L25 的电路侧有 R49 和 C1。有些在 R49 和 L1 的两侧都有一个串联电阻器和接地电容器。我看到的一个放大器有一个用于 L1 的大电感器，它缠绕在环形磁芯上，并且没有与 C25 串联的电阻器。在低TIM放大器中，L1是一个非常小的电感器。它的测量值约为 1 uH，看起来像音频短路。
图2显示了输出电压与驱动器级输入电压的SPICE仿真图，在VBE乘法器两端有和没有偏置电压。模拟的负载电阻为 8 欧姆。在没有偏置的情况下，存在大约 2.8 V 的死区区域，其中输出电压不会随输入电压变化。这是由于驱动器和输出级中的所有晶体管都关闭造成的。当VBE乘法器设置为每个输出晶体管中的静态偏置电流约为40至45 mA时，死区区域消失。使用偏差时，曲线的斜率约为 0.97。这对应于驱动器和输出级的增益。负载阻抗越低，该增益略低。

图 2.驱动级的输出电压与输入电压。
图3显示了Q14、Q16、Q18和Q20中发射极电流与8 Ω负载下输出电压的函数关系的SPICE仿真。该图说明了 NPN 驱动器和预驱动器晶体管如何工作 A 类。当输出电压变为负值时，这些晶体管中的电流永远不会归零。对于PNP驱动器和预驱动器晶体管，将获得类似的图。

图 3.NPN 驱动器和输出晶体管电流与输出电压的关系。
图4显示了SPICE仿真，模拟了无偏置电流的组合驱动器和输出级的正弦波响应。标记为输入的走线是输入电压，它是频率为 100 Hz 的 5 V 峰值正弦波。标记为输出的走线是 8 欧姆负载两端的输出电压。如果没有偏置，输出波形会表现出交叉失真。

图4.输出电压显示交叉失真。
图5显示了相同的波形，其中VBE乘法器设置为每个输出晶体管中的静态偏置电流约为40至45 mA。不存在交叉失真。输出波形的幅度小于输入波形的幅度，因为电路的增益为0.97。

图 5.带偏置的输出波形。
    关于 AB 类输出级的一些内容具有欺骗性，而且完全错误。例如，有人说，当输出信号过零时，输出级的跨导会加倍，因为所有输出晶体管都在导通，这会导致失真增加。这种误解导致了误导性术语“跨导倍增”。实际上，跨导不是静态参数，它随晶体管电流而变化。输出级的跨导定义为输出电流与输入电压的斜率图。图2中的曲线表示输出级的输出电压与输入电压的关系图。由于输出电流是输出电压除以负载电阻，因此曲线的斜率表示输出级的跨导乘以负载电阻。对于图2中标记为“无偏置”的曲线，曲线在交叉区域的斜率为零，因为输出级中的所有晶体管都被切断。因此，交叉区域中的跨导为零。对于标有“有偏置”的曲线，斜率是恒定的，即曲线是一条直线，因此跨导是恒定的。适当偏置的AB类输出级表现出几乎恒定的跨导。您可以点击此处阅读有关跨导倍增的更多信息。
     制造商问我关于增加放大器偏置电流的问题。我没有看到这有什么问题。但是，我不建议任何偏置 A 类的尝试。如果 8 欧姆负载的偏置 A 类，放大器将静态地从两个通道的散热器中散发略高于 600 W 的热量。对于 4 欧姆负载，偏置电流必须加倍，以便两个通道静止耗散略高于 1200 W。不仅放大器电源不是为提供这种功率而设计的，而且散热器也不够大，无法散热。如果您想知道对电费的影响，请购买电加热器，并每天运行与运行放大器相同的小时数。如果您运行空调，您将支付双倍费用。
     一些制造商告诉我，他们想增加偏置电流，因为他们觉得散热器摸起来不够热。如果您想增加偏置电流，请按照偏置说明首先将其从 100 mA 的指定值增加到 150 mA。在低功率水平下使用它一段时间，偶尔感受散热器的温度。如果您在散热器上使用冷却风扇，请将其关闭。如果您希望散热器感觉更温暖，请将电流增加到 200 mA 并重复实验。您不希望在低功率水平下使用放大器时散热器摸起来很热。感觉散热器时，不要触摸输出晶体管。您可能会感到震惊，尤其是当您同时触摸 NPN 和 PNP 晶体管时。它们之间有大约 116 V 直流电。
    有人问我为什么不在输出级使用 MOSFET。主要原因是原始放大器是用 BJT 设计的。因为关于 MOSFET 的说法很多，我确实购买了一组 MOSFET，我打算用它来开发输出级。我很失望地发现这些设备受到寄生振荡问题的困扰。制造商建议将电阻器与栅极串联，并在栅极引线周围放置铁氧体磁珠以抑制这些振荡。我发现这些方法只部分有效。因此，我暂时放弃了 MOSFET 输出级。这时，我倾向于同意一位在听放大器方面有丰富经验的前学生的观点。他告诉我 BJT 听起来更好。他还告诉我，标榜为“MOSFET放大器”的汽车放大器在输出级使用BJT，在开关电源中使用MOSFET。这可能并不适用于所有汽车放大器。
    一些记者问我为什么不使用输出晶体管在公共发射极模式下工作的输出级。这样的级如图 6 所示，其中输出晶体管 Q18 和 Q19 的集电极驱动扬声器负载。有时该电路被称为互补 Sziklai 连接。晶体管 Q14 到 Q17 是驱动晶体管。输出级的每一侧都由一个公共发射极级（Q14 和 Q15）组成，该级驱动一个公共集电极级（Q16 和 Q17），该集电极级驱动一个公共发射极级（Q18 和 Q19）。我见过这个阶段的一些版本，其中省略了 Q16 和 Q17。这些晶体管提供电流增益来驱动输出晶体管的基极。如果没有它们，Q14 和 Q15 将不得不在高电流下偏置，这将导致它们过热。

图6.共发射器输出级。
    如果R34和R35之间的结未连接到输出引线，则该级将具有高电压增益、非常低的带宽和非常高的输出阻抗。除非输出级的增益降低，否则整个放大器会振荡。为了降低级的增益、扩大其带宽并降低其输出阻抗，R34和R35之间的结必须连接到输出引线。这会向级的每一半添加负反馈，以强制其以单位增益运行。实际上，预驱动器Q14和Q15充当发射极跟随器来设置输出电压，而输出晶体管Q18和Q19则提供负载电流。一些负载电流也由驱动晶体管提供。
    R34 和 R35 连接到输出引线会导致驱动晶体管以 AB 类而不是 A 类运行，从而增加交叉失真。要了解这是如何发生的，假设输出电压为正。Q14中的电流正在增加，这导致其基极-发射极电压和R34两端的电压增加。由于 VBE 乘法器使 Q14 和 Q15 基极之间的电压保持恒定，因此 Q15 的发射极-基极电压降低，导致其切断。这切断了 Q17 和 Q19。因此，输出级中较低的三个晶体管被切断。当输出电压变为负值时，上面的三个晶体管切断。在图1的共集电极级中，只有输出晶体管工作AB类。四个驱动晶体管均运行 A 类。
    由于公共发射极输出级的每一半周围都有一个局部负反馈环路，因此很容易受到寄生振荡问题的影响，这些问题可能发生在高频下，其中两个反馈环路中的相移会导致环路增益变为正值。实际上，发生这些相移是因为Q14和Q15设置输出电压的时间与Q18和Q19提供输出电流的时间之间存在延迟。这种延迟是由Q18和Q19的内部电容引起的。由于Q18和Q19以共发射极模式连接，米勒效应导致内部电容大得多，从而减慢输出晶体管的响应并增加其集电极输出电流的延迟。由于输出晶体管具有最大的内部电容和最低的增益带宽乘积，因此只有在它们表现出尽可能宽的带宽的配置中作它们对我来说才有意义。该配置是单位增益公共收集器连接。
    在音频套件流行的时代，一家名为 Southwest Technical Products Corporation （SWTPC） 的公司销售了一系列名为 Tiger Amps 的放大器。其中一些放大器使用共发射极输出级，该级在输出级周围具有局部反馈，使其在 4 的电压增益下工作。这是通过将Q14和Q15发射极的电阻器添加到地来实现的，这样只有一小部分输出电压被反馈到发射极。这些放大器非常不稳定，导致它们振荡、过热和吹响高音扬声器。Walter Jung 为 Audio Amateur 测试了 SWTPC Tigersaurus 放大器之一。他在评论中的结论是：“丹·迈耶，你在哪里？丹·迈耶 （Dan Meyer） 是 SWTPC 的创始人。他原来的公司名称是 Demco，但通用汽车 Delco 无线电部门对他提起诉讼，迫使他更改公司名称。该公司在进入家用电脑市场后倒闭。
    混合输出级使用共集电极级提供正输出电流，使用共发射极级提供负输出电流，如图7所示。该级称为准互补输出级。预驱动器晶体管是 Q14 和 Q15，它们是 npn 和 pnp 互补。驱动晶体管是 Q16 和 Q17。输出晶体管为Q18和Q19。这些都是 npn 类型。当没有坚固耐用的大电流 pnp 输出晶体管时，该级通常用于早期放大器。Crown DC-300 功放系列就是一个很好的例子。该级至今仍在一些放大器中使用。我看到的一些版本省略了 Q16 和 Q17。如果没有这些晶体管提供的电流增益，Q14 和 Q15 将不得不在高偏置电流下偏置，这将导致它们发热。

图7.准互补输出级。
    我见过一个“高端”放大器，其中驱动级的晶体管运行得非常热，以至于晶体管焊点周围的电路板被烧焦。如果我不能将手指连续放在电路板上的晶体管上，那就太热了。热晶体管是过早失效的秘诀。“高端”放大器已经自毁了好几次。我上次看到它时，它拿出了一套昂贵的新扬声器驱动器。
    有人问我，与R36并联电容器是否会改善AB类输出级晶体管的开关时间。加速电容器通常与晶体管开关一起使用，以改善开关的截止时间。图18（a）说明了这种开关。晶体管 Q2 是开关。未显示其收集器负载。当 Q1 被切断时，iB2 流动并切断晶体管 Q2。iB2 的流动导致电容器充电至正电压，即 vC > 0。当 Q1 饱和时，vC1 = 0，这使得 vB2 = -vC。Q2 基极处的负电压吸出存储在 Q2 基极区域的带电荷，从而使其切断得更快。当 Q1 关闭时，CB2 充电的电压由 RB2 与R C1 的比率决定。如果Q2的发射极连接到负电压源，则可以省略RB2和CB2，因为当Q1饱和时，vB2将被迫变为负值。因此，只有当单极性电源与晶体管开关一起使用时，才需要加速电容器。

图8.（a） 晶体管开关。（b） 简化的输出级。
    图8（b）显示了放大器输出级（省略驱动晶体管）的简化图，其电容器与R36并联。由于VBE乘法器使R36两端的电压保持恒定，因此电容器的添加对Q18和Q19基极的电压没有影响。如果需要加速上限，则应与 R41 和 R42 并行添加。然而，这些 10 欧姆电阻器太小，加速电容无法产生任何影响。此外，这些电帽会破坏 R41 和 R42 的目的，即抑制寄生振荡。与 R36 并联的电容器不会加快输出级的开关速度。在具有双极性电源的电路中不需要加速电容器，因为两种极性的电压都可用于驱动晶体管基极。

MT4S301

高slew rate用无缺陷结构非常容易实现，至于他说的【开环带宽大于乐音带宽】感觉是扯淡

筑明

反馈网络
图1显示了放大器的框图，并连接了反馈网络。在音频上，C6 和 C7 的并联组合是短路，而 C8 和 C9 是开路。反馈从扬声器输出通过 R17 和 R18 获取到差速器的反相输入 amps。反馈给差速放大器的输出电压的分数是 R19/（R17 + R18 + R19）。放大器的增益大约等于该比率的倒数，对于指定值，该比率为 21 （26.4 dB）。

图 1.显示反馈网络的放大器框图。
在高于约 150 kHz 的频率下，C8 和 C9 成为短路。这会导致从驱动程序级而不是输出获取反馈。通过以这种方式将反馈分成两条路径，可以提高负载电容引起的 hgh 频率振荡的稳定性。低于 1 Hz，C6 和 C7 变成开路，导致放大器在直流时具有 100% 的反馈。这提高了偏置电流和电压的稳定性。在100%直流反馈下，放大器的直流增益是单位的。
C6 是一种电解电容器。C7是一种薄膜电容器，与C6并联使用，以提高其高频特性。电路板布局提供了使用两个串联的极性电容器用于 C6 或单个非极性电容器的选项。如果使用非极性电容器，则必须安装短路跳线以完成电路。一位不小心将跳线脱落的建筑商很苦恼，因为他的放大器的低音响应非常差。如果没有跳线，较低的截止频率为 1.4 kHz，而不是低于 1 Hz。
保护电路
图1显示了驱动器和输出级的简化版本，并添加了保护电路。仅显示了两个输出晶体管。Q10监测R45两端的电压，Q11监测R46两端的电压。通常，这些晶体管被切断。R45或R46中的过大电流将导致Q10和Q11切断。这会从Q14和Q15的基极中去除驱动信号，以限制Q18和Q19的最大电流。R28至R31、R37和R38设置电流限制阈值，该阈值是负载电压和负载电流的函数。

图1.带保护电路的简化驱动器/输出级。
图2说明了保护电路的工作原理。该图显示了放大器输出电流与输出电压的关系。无阴影区域是限制器电路未激活的区域。电路限制的电流由输出电压决定。该图显示了负载电阻为2、4和8欧姆的负载线，所有这些电阻都保持在未着色区域内。图中的图表基于理论方程，这些方程需要估计电路中晶体管和二极管导通的阈值电压。

图2.VI限制器的工作范围。
为了防止限流功能在快速瞬变下运行，可以与 R28 和 R29 并联添加电容器。为了抑制保护电路中的寄生振荡，可以与 R37 和 R38 并联添加电容器。对于所有四个输出晶体管，单独的电阻器从每个晶体管的发射极连接到保护电路晶体管的基极。在以前版本的放大器中，我有一个电容器与这些电阻器中的每一个并联。然而，一个学生制造的放大器的保护电路存在一个奇怪的问题，我们通过移除其中两个电容器来消除该问题。我从来没有真正理解过这一点。完整的电路图仅显示两个电容器。
D5 到 D10 是信号控制二极管。这些二极管必须是快速开关二极管或快速恢复整流器。如果不是，则可以在交流输出电压的过零点激活保护电路，以在波形上引起看似交叉失真的情况。D11 和 D12 保护 Q18 到 Q20 免受电压瞬变的影响，如果放大器被驱动到削波状态，则电感负载可能会在输出端感应出电压瞬变。这些二极管通常是反向偏置的，对放大器的运行没有影响。我曾经有一个学生将 D11 和 D12 倒放在电路板上。在这种情况下，正负电源之间存在直接短路，放大器会冒烟。电源走线从他的电路板上被吹掉了。
当保护电路被激活时，Q10或Q11都会饱和。这将Q12或Q13的集电极直接连接到扬声器输出。为了保护Q12和Q13，必须限制它们的最大电流。这是通过图3所示的Q8和Q9来实现的。通过R21和R22的过大电流将导致Q8和Q9切断。这会从Q12和Q13的基极中去除驱动信号，以限制它们的最大电流。

图3.Q12和Q13的限流器。
有人问我关于省略放大器保护电路的问题。虽然我不推荐这样做，但可以通过省略 Q8 - Q11、R28 - R31、R37 - R40、C17 - C20 和 D5 - D8 来完成。然后应与输出串联添加快速熔断保险丝。我推荐 3 到 5 A 的保险丝。如果您想从安装了旋转电路的放大器上拆下旋转电路，您只需卸下 Q10 和 Q11。
我曾经有一个学生，他省略了放大器的保护电路。一个通道会周期性地死机。他会把放大器带进实验室，我们会发现保险丝熔断了，没有其他问题。我怀疑其中一个偏置二极管 （D1 - D4） 破裂并间歇性地变成开路。一天晚上，当他坐在床上时，这位学生注意到放大器没电了。经过调查，他发现一个通道的扬声器线在地毯下和床柱下。床的重量破坏了电线上的绝缘层，放大器输出间歇性短路。他很幸运，他只熔断了一个保险丝，因为功率晶体管通常比保险丝熔断得更快。如果他把保护电路放在放大器里，他就不会熔断保险丝。
另一位学生制造了更高功率版本的放大器，他对其中的保护电路有有趣的体验。这个放大器就是“双筒放大器”，我也在《音频》杂志上发表过。这位学生让他的兄弟会在他们的分会室使用放大器，直到他毕业。他告诉我，当他注意到一些失真时，放大器已经使用了一段时间。他调查了放大器后面，发现扬声器线间歇性地接触在一个通道上。他说，这种情况可能已经有一段时间了，因为电流几乎已经吞噬了电线，而且它们是相当粗规格的电缆。如果他没有在放大器上安装保护电路，他可能会丢失一些昂贵的输出晶体管。

筑明

电源
电源电路图如图1所示。此图上的接地符号表示放大器中的中心接地点。电源使用带有中心抽头次级和桥式整流器的变压器来产生双极电源电压。电源两侧的近似直流电压由交流均方根次级变压器额定值除以 1.414 减去 0.5 给出。推荐的变压器的次级额定值为 80 V AC rms。使用这些变压器，电源输出大约 +58 V 和 -58 V。使用 12,000 uF 滤波电容器时，电源中存储的能量约为 40 焦耳。这足以将一只 10 磅重的狗抬离地面近 3 英尺。

图 1.电源电路图。
电源去耦和接地
在电路板上，C21 到 C24 在电源轨连接到电路板的点处解耦电源轨。R32、R33和C13至C16形成低通滤波器，以防止电源轨上的纹波到达低电平输入级。C2 至 C4 为 Q5 和 Q6 的基极提供交流接地参考。每个去耦电容器由两个并联的电容器组成，一个 100 uF 电解电容器和一个 0.1 uF 薄膜。薄膜电容器改善了电解电容器的高频特性。
我见过一些电路中去耦电容器的值太小了。当我第一次开始设计低TIM放大器时，我使用一个0.1 uF电容器在每个电源轨连接到电路板的点上解耦，即代替C21到C24。我使用这个值是因为我看到它在许多其他电路中使用。在对放大器进行测量时，我发现当我在高频下测试放大器时，电源轨上会出现非常大的交流信号。在 1 MHz 时，电源轨上的交流信号与放大器输出信号具有相同的幅度。当我移除 0.1 uF 去耦电容器时，电源轨上的交流信号几乎会消失。用 10 uF 电容器替换 0.1 uF 电容器消除了这个问题。为了安全起见，我选择了 100 uF 电容器。
我向一位以前的学生描述了这段经历，他曾在一家为多家音频设备制造商提供工厂维修服务的公司担任维修技术员。他告诉我，每当他们收到特定的 KLH 接收器进行维修时，第一步是拆下 0.1 uF 电源去耦电容器，因为它们会导致接收器的放大器部分发生故障。发生的情况是从电路板延伸回电源的电线的电感，0.1 uF 电容器在电源轨上形成高 Q 谐振电路。这导致放大器振荡和失效。与其拆除电容器，更好的解决方案是将它们做得更大。使用我使用的 100 uF 值，我没有发现轨道上存在共振效应的证据。
电路板有两根接地线，均连接到中央电源接地。一根引线将差动放大器输入级的信号参考点接地。另一个将电源去耦电容器接地，并为保护电路提供接地基准。R51 将电路板上的两根接地线连接在一起。该电阻器足够小，看起来像两个接地之间的信号短路，但又足够大，可以迫使两个接地中的电流通过单独的导线流向中心接地。这有助于防止接地系统中的电源纹波电流引起的嗡嗡声。
晶体管匹配
为了在输出端实现最小直流失调，Q1到Q4最好具有匹配的电流增益。电流增益可以使用曲线示踪剂或具有此功能的万用表进行测量。理想情况下，所有四个晶体管都应匹配。如果无法实现，第二选择是匹配 Q1 和 Q3，匹配 Q2 和 Q4。第三种选择是Q1和Q2匹配，Q3和Q4匹配。放大器输出端的典型直流失调小于50 mV。如果您担心晶体管的匹配程度，我见过在没有匹配输入晶体管的情况下构建的放大器，并且它们没有直流失调问题。
如果无法使用曲线示踪器，则可以使用图1中的电路来匹配晶体管。这些电路可以很容易地组装在无焊电子面包板上。每个晶体管中的偏置电流设置为约 1.6 mA。匹配的晶体管将具有相等的基极电流。预期电流应在 4 uA 至 20 uA 的大约范围内。

图 1.晶体管匹配电路。
当使用这些电路匹配晶体管时，电源电压应保持恒定。更换晶体管时不要调低或关闭电压。如果测量的电流看起来不稳定，则晶体管可能正在振荡或拾取射频信号。在这种情况下，从基极到发射极的 0.1 ufd 电容器应该可以解决这个问题。当晶体管升温时，您可能会注意到电流的一些温度漂移。如果将 8.2 kohm 电阻器更改为 4.7 kohm，则可以使用 9 V 电池代替 15 V 电源。
如果您没有读取微安的万用表，您可以将一个 51 kohm 电阻器与基极串联并测量电阻器两端的电压。匹配的晶体管将具有相等的电压。预期电压应在 0.2 V 至 1 V 的近似范围内。
齐纳二极管匹配
差动放大器中的偏置电流由齐纳二极管调节。在每个差动放大器中，两个 20 V 二极管串联以形成等效的 40 V 齐纳管。虽然可以使用单个二极管，但当串联使用两个二极管时，误差容限会降低。如果您要构建立体声放大器，则需要 8 个二极管。买一包 10 个可能更便宜。我更喜欢测量每个的齐纳电压，并选择在每个电路板上提供相等参考电压的二极管串联组合。没有必要有恰好 +40 V 和 -40 V。但每个电路板上的两个电压应尽可能接近，以尽量减少直流失调问题。
通过在电子面包板上连接一个串联的电阻器并在串联组合上连接一个台式电源，可以轻松测量二极管的齐纳电压。电源电压应设置为通过二极管的电流为 3.3 mA。如果您没有电流表，电阻器两端的电压应测量为 3.3 x R，其中 R 以 kohms 为单位。例如，2 kohm 两端的电压应为 6.6 V。一旦设置了电流，就可以用电压表测量齐纳二极管两端的直流电压。例如，如果您有 +15 V 和 -15 V 电源，则将二极管与两个输出端的 3 koΩ 电阻串联并测量二极管电压。如果将二极管向后，电阻器会变热。

筑明

电路板的组装
单击此处查看电路板组件侧的零件布局，以及所示电路板下方的铜走线。单击此处查看没有铜迹线的布局。首先焊接最小的组件，最后焊接最大的组件，开始组装电路板。
如果您不会焊接，请找可以教您的人。请勿使用太热的烙铁。我喜欢温度调节的 Weller 熨斗，但它们有点贵。如果您使用非温度调节熨斗，则其额定功率最大应约为 30 瓦。焊点不良的主要原因是热量不足。但是过多的热量会损坏组件或使电路板上的焊盘剥落。
为了获得良好的焊点，请同时将烙铁和焊料的尖端涂在电路板上，使它们相互接触并接触被焊接的导线和焊盘，即所有 4 个都接触。当焊料开始流动时，取出焊料并将熨斗固定在接头上，直到焊料流动并粘合到电线和焊盘上。然后将熨斗的尖端向上拉，使其向上滑动电线。好的焊点光滑有光泽。它没有任何波浪，看起来也不像打蜡的汽车上的一滴水。图 2 说明了正确的焊点是什么样子的。它还显示了使用过多焊料和使用不够热量的焊料。在后一种情况下，焊料粘合到电路板上的焊盘上，而不是焊到导线上。切割电线时，将其切割在焊点上方。不要切入焊料。

图 2.焊点的好坏。
组装过程大致如下：
1.在 Q17 附近的电路板布局上安装并焊接标有 J 的短路跳线。如果对 C6 使用单个非极性电容器（而不是部件列表中所述的两个极性电容器 C6A 和 C6B），请在 C6B 的孔中焊接一个短路跳线。
2.安装并焊接电阻器。应使用电阻引线弯曲器将引线弯曲至适当的长度。一次焊接和夹紧的电阻器不应超过约 5 个。在将所有电阻器焊接到电路板上之前，请用欧姆表检查所有电阻器的值。我看到一个放大器有 33 个 kohm 电阻器，我指定了 3.3 欧姆。另一个放大器有一个 12 kohm 电阻器，而应该有一个 1.2 kohm 电阻器。这导致了不良的直流偏移问题。
3.如果 VBE 乘法器偏置电路出现问题，可能会导致 R36 冒烟甚至着火。为了尽量减少在这种情况下对电路板的损坏，我建议从一些连接线上剥去两块 1/4 英寸的绝缘层，然后将它们放在 R36 的引线上。这将导致 R36 从电路板上站起来，以尽量减少冒烟时的损坏。如果它确实冒烟，您可能会丢失昂贵的输出和/或驱动器晶体管，因此请小心，不要犯错误。
4.安装并焊接 Q1 到 Q11。在将他们的线索放在棋盘上之前，不要弯曲他们的线索。他们的外壳应离板约 3/16 英寸。图3显示了所有晶体管的引脚排列。

图 3.晶体管引脚排列。
5.
6.安装并焊接 Q12 到 Q15。这些晶体管应与电路板齐平。
7.安装并焊接 Q16 和 Q17。首先，使用针鼻钳将晶体管引线弯曲 90 度，以便它们安装在电路板上，晶体管金属片上的孔与电路板上的孔配合。然后将晶体管及其 TO-220 散热器放在电路板上，并用 #4 机械螺钉和螺母固定。焊接并夹住晶体管引线。无需在晶体管和散热器之间使用任何绝缘晶圆。如果您使用 TO-220 散热器的夹式版本，请不要相信没有螺钉的夹子可以在晶体管和散热器之间实现良好的热接触。将它们拧到电路板上。
8.安装并焊接 L1/R49。这是一个 2 W 电阻器，周围缠绕着电感器。图 4 说明了这部分。R11 周围有 12 到 49 匝电线。绕组电感器的说明在零件清单中给出。

图 4.L1 缠绕在 R49 周围。
9.
当所有元件都焊接到电路板上时，应用溶剂去除助焊剂，例如Stripper品牌电路板喷雾清洁剂和软毛刷。如果不这样做，可能会出现噪声问题，这些问题是由通过磁通量的随机电流脉冲引起的。我曾经看到助焊剂在桥接电源轨和接地走线的走线时着火了

筑明

电路图：

aishangniu

这个电路当时看就很感兴趣，作者好像是飞线搭出来的，但是也提供了些文件，希望版主能优化设计一下打板出来

无语密码

解决瞬态失真很容易，但不一定受欢迎。有一点瞬态失真，泛音就多些，反而更好

swsw4321

MT4S301 发表于 2025-8-24 21:05
高slew rate用无缺陷结构非常容易实现，至于他说的【开环带宽大于乐音带宽】感觉是扯淡

理论是正确的，现实就是扯淡，反馈一定延迟的，控制延迟时间让失真不至于影响听感。当然多数电路解决不了瞬态失真大，听感不佳

筑明

aishangniu 发表于 2025-8-24 23:22
这个电路当时看就很感兴趣，作者好像是飞线搭出来的，但是也提供了些文件，希望版主能优化设计一下打板出来

原作者有PCB板设计： pcb_corrected.rar (147.22 KB, 下载次数: 46)

2025-8-25 08:15 上传

点击文件名下载附件
PCB图

高清电路图： ckt.rar (116.17 KB, 下载次数: 52)

2025-8-25 08:15 上传

点击文件名下载附件
电路图

焊接好的成品板：

HuBin168

筑明 发表于 2025-8-25 08:16
原作者有PCB板设计：

高清电路图：

下载研究，感谢楼主分享

无语密码

那个年代，这个参数很重要

mchoi518

我刚用multisim仿真了一下leach4.5，无缺陷，sansui x1111三个电路的瞬态失真

测的是20khz输入，电压放大级的输出电流，可以看出TIM失真是 SANSUI > 无缺陷 > LEACH， 但最终输出THD失真是正相反 SANSUI < 无缺陷 < LEACH

请问听感是TIM最小的好听吗？还是THD最小的好听？

菠萝

MT4S301 发表于 2025-8-24 21:05
高slew rate用无缺陷结构非常容易实现，至于他说的【开环带宽大于乐音带宽】感觉是扯淡

开环带宽大于音乐带宽，估计是翻译错了

筑明

菠萝 发表于 2025-8-25 11:38
开环带宽大于音乐带宽，估计是翻译错了

据作者说，开环带宽是25K，应该大于20K的音乐带宽。