中点零位伺服 失真伺服 动态电流伺服 镜像电流传输音频功率放大器

jiaofanchl

     昨天一部分图没能上传，现在补上。
失真伺服电路图 失真伺服pcb
动态电流伺服pcb
功放主板pcb背面
功放主板pcb正面
幅频特性波特图 相频特性波特图

一泻千里

你为什么同一个内容每次都要开新贴？

蓝月

关注，请继续！

6P13P

动态电流伺服，没有看到图。

jiaofanchl

6P13P 发表于 2019-11-2 22:17
动态电流伺服，没有看到图。

2019-11-02
jiaofanchl: 本人是 帖子 中点零位伺服 失真伺服 动态电流伺服 镜像电流传输音频功率放大器 的发帖人，今年73 岁，是贵论坛的忠实读者。我不会发帖，现在才知道，同一标题不能多次重复发帖。我今天发现，我发的贴找不到了，只剩下一个，因重复发帖，有图的帖被版主删除了。明天再发。

一泻千里

老人家还如此热爱发烧可以理解，希望大家能给予宽容，毕竟七十多岁了。。。。。。。。。

scjayyldiy

老前辈画的板子有老工程师的感觉，

jiaofanchl

我不会在回复页面内发图，请教给我。

mxwmke1

jiaofanchl 发表于 2019-11-3 20:49
我不会在回复页面内发图，请教给我。

http://bbs.hifidiy.net/forum.php ... ;extra=#pid27093030

jiaofanchl

本人设计制作了一款音频功率放大器，取得了较好的效果，现介绍给爱好者们。下图

为全功能电路图，看起来很复杂，但从再下面的主电路图可看出，电路并不复杂。左侧为输入放大和中点零位伺服部分，中间为镜像电流传输共基放大部分，右侧为推动和电流放大部分。  
   
一.输入放大和中点零位伺服部分的电路图如下图所示。输入放大由场管输入的单运  
  放OPA637及周边元件组成，放大倍数为A1=5.9K/1.1K+1=6.3. OPA637是众多运放中较为优秀的运放，它的特点众所周知，我就不再重复介绍。用它来替代众多三极管构成的输入级，省去了烦人的选管配对工作。从OPA637的性能介绍知，当放大倍数小于等于5倍时，可能发生自激，所以取了6.3倍。中点零位伺服由单运放U8，三极管Q18 Q22及周边元件组成。普通的中点零位伺服电路中，单运放输出的伺服校正电压是加在输入放大电路的同相输入端或反相输入端，对信号电压有调制作用，引起低频互调失真，因此对功放音质的提高起到负面作用。本人仿照中联9500功放，设计了与之类似的中点零位伺服电路。校正电压是由三极管Q18 Q22的集电极分别加在运放OPA637的1脚 5脚上的。由于避免了校正电压对输入信号电压的调制而产生的负面影响，所以确保了功放音质的提高。经测量我的功放板中点电压控制在0.5mV以下。运放U8用普通单运放就行，但必须是输入失调电压小的。
   二．镜像电流传输，共基放大电路如下图所示。一般的放大器为电压型放大器，它采用电压传输方式，要求输出端阻抗尽量小，接收端的输入阻抗尽量大。但是传输线上的阻抗相对于信号源的电阻来说就较大，直接影响到输入端的线性，且容易串入干扰。而电流传输则要求输出端的阻抗大，输入端的阻抗小，可以减小传输路径上的阻抗变动，减小干扰，改善小信号传输的线性，扩大动态，提高信噪比。共基放大电路的输入电阻小，输出电阻大，电流放大倍数小于等于1，但电压放大倍数却大。其晶体管的截止频率较之共射电路的截止频率提高了（1+β）倍。
    作为本级输入端的三极管Q3,Q4起到V/I变换的作用，并通过电阻R17,R18把末级信号返回进行电流负反馈。三极管Q7 Q8 Q9 Q10构成威尔逊镜像电流源，具有很高的内阻和温度稳定性，既是Q3的负载电阻，也是接成共基放大形式的三极管Q11的信号源。如前所述Q11完美的起到了I/V变换的作用。构成互补对的三极管Q18 Q19为末级推动管提供偏压（人们常说的末级静态电流温度补偿管）。此互补对就是共基管Q11 Q17的负载，从而完成了电流传输。

为担负V/I变换功能的三极管Q3,Q4提供基极电流的不是一般的恒流源，不仅仅是起到提供电流和隔离干扰的作用，还有极高的温度稳定性。它是由电流源LM234 (LM234A)和作为二极管用的三极管Q5 (Q6),及电阻R11,R12 (R13,R14)构成零温度系数恒流源。把Q5与LM234；Q6与LM234A进行热耦合，适当调节R11与R12；R13与R14的阻值关系，可使该恒流源在大范围的温度变化中，保持电流不变。我设计此电流为3.5mA。用电吹风将组件加热，温度从室温增加到70度，电流几乎不变，为提高Q3，Q4的电流热稳定性创造了条件。关于LM234的应用资料，可网上查询。可变电阻R9是调节Q3，Q4电流大小的。跟R9串联的是作为二极管用的三极管Q1和Q2。将Q1和Q3，Q2和Q4进行热耦合。当温度升高时，reb都减小，温度降低时reb都增大。Q3，Q4 reb的减小使它们的电流有增大的趋势；而Q1，Q2 reb的减小却使Q3，Q4的电流有减小的趋势，总的效果使Q3，Q4的电流几乎不随温度变化。Reb增大时的道理与此类似。
   对于担负I/V变换功能的镜像电流源部分，以下侧电路为例，三极管Q4跟镜像电流源左臂三极管Q13，Q16是串联关系 ，电流 基本相等（严格说还有基极电流参与，Q4电流调为2.2m A 时Q16电流为2.17m A ）。镜像电流源既有很高的阻抗，也有很高的电流热稳定性。所以Q13，Q16的电流也是稳定的。Q16的发射极串联电阻R24=470Ω，右臂镜像三极
管Q15的发射极串联电阻R23=110Ω,这样右臂Q15的电流就比左臂Q16的电流大了一定的倍数，所以此镜像电流源叫做比例电流源。取Q16电流为2.17mA，则Q15电流为I=(2.17×0.47)/0.11-1.6=7.67mA。这是比例电流源的理论计算值，实际上Q15的Ueb与Q16的Ueb不相等，所以Q15的实际电流约为7.36m A。发光二极管LED1和LED4以及结型场管Q12是串联关系，Q12为LED1和LED4提供1.6mA的恒定电流，LED1和LED4作为低噪声稳压管为共基放大管Q17和上方Q11的基极提供稳定的电位。共基放大管Q17与镜像电流源右臂三极管Q13及Q16是串联关系，考虑基极电流的参与引起的偏差，电流恒为7.3mA，不管信号的有无及大小，这电流始终不变。而共基放大管Q11和Q17集电极之间的电压却随信号大小变化，这就是放大后的信号电压。为什么镜像电流源左臂的电流才2mA多，而右臂的电流就需要7mA多？这是因为Q3 Q4是输入级的小功率三极管2SC2240 2SA970，2mA是最佳工作电流；而Q11 Q17的电流传输的大幅度的信号电压是用来驱动场管Q24 Q25的，场管的栅极电容要不断地进行充放电，需要时间，就影响了运行速度。较大的电流可缩短充放电时间，提高运行速度。
   为推动管Q24 Q25提供偏置电压的三极管也叫热补偿三极管，一般电路是单管，而本电路是双管Q18和Q19组成的互补三极管对。当两基极间的电压Ubb变化时，集电极电压Ucc的变化量是单管的两倍。调节Q18和Q19基极间的精密可调电阻R28的阻值，就改变了Ubb，从而改变Ucc，这Ucc就是推动管Q24和Q25两栅极间的电压，从而改变末管静态电流。场管K2013/J313为推动管，因其输入阻抗极高，对电流传输的分流作用很小。热补偿三极管用双管的另一重要的原因见后文。
   中间部分和右侧部分构成电流负反馈放大电路，有着很好的频率特性。放大倍数为A2=R17/R18+1=1.33K/0.316K+1=5.2。这样全电路的放大倍数为A=A1×A2=6.3×5.2=33。末级电源电压为35V，满功率不失真输出峰值电压为30V，电路最大输入峰值电压为Uinm=30/33=0.908V。
    三．关于末级电流动态伺服电路。众所周知，纯甲类功放的音质最好。因为它的静态电流很大，末级上下臂功率管总处于导通状态，没有交越失真和开关失真。再者，从晶体三极管的输入特性曲线（Ic--Ube）图中可看出，当Ic大到一定值以后，曲线才近似看成直线。下图为我所测大功率管2SA1216的Ic—Ube图，可看出当Ic大到150mA以上时曲线才趋近为直线，也就是说静态电流达到300mA以上时，非线性失真才很小。而纯甲类功放的静态电流都大于300mA，所以有着很小的非线性失真。这些就是纯甲类功放音质好的根本原因。但它的最大缺点就是能源消耗大，对元器件热稳定性的要求很高。

为了克服纯甲类功放的缺点，人们研制了超甲类功放，动态甲类功放，新甲类功放，效果各有千秋，但存在问题也不少。比如静态电流的热稳定性，静态电流的动态控制等。本人设计制作的末级电流动态伺服电路，既解决了交越失真问题，静态电流的热稳定性问题，也解决了静态电流的动态控制问题，而静态电流却不大。
   下图为功放末级电流动态伺服电路。电路分上，中，下三部分，上下为辅助电路，中间
为执行电路。单运放U1，高速线性光耦HCNR201 U2和U3 ，电流源LM234 B (C)，三极管Q1 (Q2)，电阻R10 R11 (R12 R13)，构成动态电压基准电路。双运放U4 A B 作为电压比较器。高速线性光耦HCNR201 U5 U6 的作用是高低压隔离。TL431 U7 (U8 )，三极管Q3(Q4)，结型场管Q5 (Q6)，电阻R20 R21(R18 R19)，电容器C14 C15构成对功放输出端浮动的正 负电源，
为双运放U4供电。电流源LM234 B(C)，作为二极管用的三极管Q1（Q2），电阻R10 R11 (R12 R13)构成零温度系数恒流源，其电流通过R8 (R9)在其两端形成高稳定度的静态电压，加在双运放U4的同相输入端。末级电流放大管发射极串联电阻的端电压（此电压与电流放大管发射极电流成正比）经电阻R16和R17加在双运放U4的反相输入端。 运放U4把同相输入端和反相输入端的电压进行比较后，输出控制电流，经光耦U5 U6输出隔离后的控制电流，此电流流过主电路上的两个热补偿三极管Q18 Q19 基极间的电阻R28，在此电阻两端形成控制电压Ubb，使两热补偿三极管集电极间的电压Ucc按需变化，从而使末级电流放大管发射极电阻两端的电压始终等于比较器U4同相输入端的电压，达到控制末级电流的目的。光耦
U5 U6的光敏管是并联在两热补偿 三极管两基极间的电阻R28两端的，可看成是阻值大小
受光控制的电阻，需要一定的电压，就是Ubb。热补偿管若是单管，则Ubb太小，所以用
双管，Ubb才够大，光敏管才能有效运行。当然热补偿三极管用开启电压较大的场管也可。
无信号时，单运放U1输出电压为零。这样电阻R8 ( R9 )  两端的电压U等于恒流源电
流IH与R8 (R9)的乘积 UH=IH×R8 (R9) 。调试时，先不插动态偏置板，调主板上 两个热补偿三极管基极间的精密可调电阻R28，使末管电流约10mA左右。再插上动态偏置板后，末级电流放大管的静态电流就为Io=UH/Re（Re为末管发射极串联电阻）。我制作的电路板IH=4uA，Re=0.33Ω，则UH=IH×R8=4uA×4.99KΩ=19.96mV，末管静态电流就为Io=UH/Re=19.96/0.33=60mA，不论环境温度怎样变化，Io始终为60mA。

三端稳压块LT1085和LT1033 及外围电阻，电容器为单运放U1提供稳定低噪的直流电压。当有信号时，单运放U1与光耦U2和U3构成反馈放大器，放大后的信号电压加在电阻R8和R9两端。这样比较器U4同相输入端的电压大小就随信号的强弱而变化，而不是静态电压UH。这一变化的电压U与加在U4反相输入端的来自末级管发射极串联电阻的端电压 ，经比较器处理后，U4输出控制信号电压加在主板上两热补偿三极管两基极间的可调电阻两端，使末级管发射极串联电阻的端电压始终等于U。达到末管静态电流动态变化的目的。动态偏置电路板上电阻R1的阻值大小确定方法为：设音箱阻抗为RL=6Ω，对于我所设计的电路，信号峰值电压为Uinm=908mV时,功放输出不失真峰值电压为Uom=30V，则负载峰值电流为IL=Uom/RL=30/6=5A。因末级管为两管并联，故单管峰值电流为Ip=5/2=2.5A。末级管发射极串联电阻为Re=0.33Ω，则其端电压为Uem=Ip×Re=2.5×0.33=0.825V。所以反馈放大器的增益应为Ao=Uem/Uinm=0.825/0.908=0.91。又由反馈放大器的增益公式Ao=R8/R1，则R1=R8/Ao。我的电路中R8=4.99K，则R1=4.99/0.91=5.48K。因光耦的离散性，Ao只是一个近似值，具体确定方法为：R1用精密可调电阻，先把它调为5.48K，把动态偏置板插入主板，给功放输入1KHZ的正弦信号，开始信号峰值较小，如50mV。用双踪示波器测末级电流放大管上下两发射极电阻的端电压的波形。逐渐增大输入信号电压，若R1阻值合适，则波形应为下方左图；若波形为下方中图，说明电路欠补偿，应减小R1的阻值；若波形为下方右图，说明电路过补偿，应增大R1的阻值，直到波形为下方左图为止。我的仿真电路中R1取值为5.39K，与理论直差别不大。我实际焊接的电路板，第一块子板（动态偏置板）的R1=5.67K，第二块子板 的R1=5.41K，都跟理论值差别不大。仿真波形为下面6个图，

Rift

这电路就是一大坨晶体管拼凑，输入运放内部一大坨三极管，性能又差，后面再加扩流+VI转换又是一大坨三极管，堆料堆管，实际工作点与仿真差远了，实际做出来要没有石头味很难

草丁

我重点是看失真伺服电路和我的有什么不同

6P13P

jiaofanchl 发表于 2019-11-2 22:35
2019-11-02
jiaofanchl: 本人是 帖子 中点零位伺服 失真伺服 动态电流伺服 镜像电流传输音频功率放大器  ...

老人家您好!能与大家一起玩玩挺好的,希望您老一直保持年轻的心态.
这种放大器结构是否与BOM P-08后级路(轰天炮)差不多?这攻放声音比较松软,没有大环反馈,末级有电流失真反馈(伺服).

jiaofanchl

jiaofanchl 发表于 2019-11-3 21:46
本人设计制作了一款音频功率放大器，取得了较好的效果，现介绍给爱好者们。下图

为全功能电路图，看起来 ...

从末级电流的仿真波形图像可看出，信号频率越大，图线的底部越不平坦，谷底下陷越严重。这是因为线性光耦HCNR201接成反馈形式时运行速度减小，限制了它的带宽。虽然从仿真图像中看到信号频率为10KHz和20KHz 时图线的谷底好像已下陷到0mV，也就是说末级电流放大管的电流好像已减小为零。但实际上并不是这样，把图像的垂直比例由100mV/ 格调为5mV /格 后，可看出信号频率分别为10KHz和20KHz满功率输出时，波形的谷底电平仍然还有5mV和2mV。也就是说末级电流放大管的最小静态电流仍有 5/0.33=15mA和2/0.33=6mA并没有截止。所以在人耳听觉频率范围内不存在开关失真和交越失真。


下面5个图是信号频率分别为1KHz，10KHz，20KHz，200Hz，20Hz时，功放满功率方波仿真图像。

  四．关于失真伺服电路。由于我设计制作的功放末级电流放大管的静态电流较小，所以有一定的非线性失真，电路还有其他失真。虽然加有电流负反馈，但为进一步减小电路失真，本人仿照天龙PMA—780功放的消失真电路，增加了一块失真伺服电路板。电路如下图所示。单运放U1及其外围元件构成了ALA电路。U1采用了高性能的单运放OPA637，其他高速运放也可以，但必须是输入失调电压小的。U1接成比较器（减法器）的形式。其原理是：将前边输入放大级传来的信号经电阻R1引至U1的同相输入端，功率输出级返回来的输出信号经电阻R8和R9适当衰减，由电阻R10引至U1的反相输入端，经U1做减法运算。由于两路信号的相位相同，故两路信号中的相同成份（即原有信号成份）被抵消，只剩下失真成分从输出端输出，通过电阻R6和R7,又被送回到第二级电路（镜像电流传输共基放大电路）的输入端。由于功率输出级返回的输出信号是从运放U1的反相输入端输入的，因而从U1输出的失真成分的相位就与功率输出级产生的失真成分的相位相反，馈入输入端后，即可将输出级的失真成分抵消。从而使功放输出信号的失真度大大降低。R9用精密可调电阻，调节R9的大小，使R8与R9的比值等于电流负反馈电路中两反馈电阻的比值。我的电路中此比值就是1.33K与0.316K的比值，为5.2。把失真伺服板插到主板上，
功放输出端接上失真仪，输入端加上1KHZ适当幅度的正弦信号（比如100mV）,微调R9的大小使失真仪的示数最小。下面6个图为失真测量仿真图，可看出效果确实很好。因为我没有失真测试仪，所以实际电路的失真测调还没有进行。注意，失真伺服电路板中的R2 R3就是主电路板上镜像电流传输输入端的电阻R6 R7。失真伺服电路板是最后进行调试的，之前的其他调试是不插此板的，进行失真伺服电路板的调试时才插上此板。调节主电路板中部（镜像电流传输共基放大）的精密可调电阻R8，使Q3和Q4的电流仍为2.2mA，然后再进行失真伺服电路板的调试。另外，有的元件没有仿真模型，我的实际使用的电路图是不能仿真的。我进行仿真的电路图，是更换了部分元件的，如下图所示。
   如果认为此功放太复杂，完全可以不加动态电流伺服电路和失真伺服电路，已经就是一台高性能的功放了。




                                                               

jiaofanchl

jiaofanchl 发表于 2019-11-4 20:29
从末级电流的仿真波形图像可看出，信号频率越大，图线的底部越不平坦，谷底下陷越严重。这是 ...

焊接好的主电路板和动态电流伺服子板，两板已调试好。因无失真仪，失真伺服板还没搞好。


本人闲来无事，瞎鼓捣。只想把自己的想法介绍给大家，希同仁们批评指教。

1210802852

帮顶！好手艺

edonky

炷

草丁

jiaofanchl 发表于 2019-11-4 20:56
焊接好的主电路板和动态电流伺服子板，两板已调试好。因无失真仪，失真伺服板还没搞好。

你的电路的失真伺服和ALA一样。都是对失真小的电流放大级有伺服修正。但是对失真大的电压放大级没有失真伺服，所以应该和常规功放电路差不多。

流stpax

电路看起来不复杂，但是画的比较乱…看起来比较伤脑筋…