衰減式唱放電路實驗

hsiehwm

想做一個可以直接推功放的衰減式唱頭放大電路,
電路原型來自一張電路圖"意大利 JFET 前置放大器"唱放的部分.
(義大利前級電路.jpg)

典型的電路,兩級放大加隨耦輸出,RC衰減式等化放在兩級放大中間,
只是有兩個問題,它的唱放是搭配完整的前置放大,放大倍數低了些,
它用的JEFT是PHILIPS的BF245B,我只有2SK30AGR,前向轉導低了許多,
|Ysf| BF245B (3--6.5), 2SK30A (1.2 --)

於是在每個JFET加一個PNP雙極晶體2N5401組成類達靈頓電路,
加大放大倍率,還可是用源極電阻降低失真,減少JFET特性偏差的影響,
於是有了第一版的唱放電路,直流電源則是依樣,用LM317接了一個24V電源.
(衰減式唱放電路_I.jpg)

輸入端紅框裡的電感/電阻是我唱頭的阻抗特性.
電路圖左上角的紅框裡的電路,是依據RIAA curve(3180us--318us--75us)
設置的衰減電路,當做調整唱放的依據.

仿真工具的交流分析(AC Analysis)直接觀察參考電路(riaa_ref)和唱放輸出(riaa_out)的比對.
(RIAA curve比對.gif)

上方是振幅(dB),下方是相位(度),振幅在10kHz以上有些微上升,是為了降低1kHz--10kHz的相位誤差,在100Hz--10kHz以內,相位差在5度以內.

單級放大倍數約45,兩級放大,扣掉中間470k和680k的分壓,總放大倍數約1200.
輸入1kHz 5mV,做暫態分析,輸出約600mV,總諧波失真有點大,
(總諧波失真.gif)

不過還好主要是二階諧波,而且是接近滿輸出.

仿真電路的輸出點電壓分別是16.58V和13.55V,買的一些2SK30AGR,
很容易就挑選出接近的,分別是17V上下和12V上下,零件的一致性,和模型的吻合程度,
都讓我意外.

無論如何,現在試聽的是第二版和第三版的電路,電路還有改進的空間.
(衰減式唱放電路板_II III_s.jpg)

hsiehwm

附圖(riaa ref.gif)是我推算RIAA參考電路的方法.

其實,負反饋式唱放很容易得到很低的諧波失真,只是我對負反饋式有兩個疑慮.

附圖(RIAA_complete_opamp_phono_stage.jpg),典型的單運放唱放,
先不管輸出端的R3/C3,R4/C4超高頻和超低頻濾波電路,以及忽略C0的影響(C0足夠大),
假設運放近似理想放大器,整體放大特性等於回饋網路的倒數,因此
兩個極點是確定的括號裡是標準值)

p1=R1*C1=3719.51us(3180us)
p2=R2*C2=75.02046us(75us)

但是它會產生兩個零點,不過還好的是,正常情況下,多出來的零點會高出20kHz許多,
困難在於它的零點(318us)位置和兩個極點以及放大倍數連動,很難單獨調整,
根據電路圖的零件值推算

z1=318.066751us
z2=2.3967424us

扣除R3/C3,R4/C4,把電路放到仿真工具中,運放用TL071模型,
(opamp_phono.jpg)
交流信號分析(opamp_phono riaa比對.gif)

振幅很吻合,但是從1kHz開始相位逐漸落後,10kHz時相位落後約9度.
試著分析過另外幾個不是運放的負反饋唱放,都有相似情況.

swsw4321

纪念9014分立元件衰减式唱放设计制作成功两周年   HIFIDIY以前好帖子全不让看了

swsw4321

swsw4321

hsiehwm

swsw4321 发表于 2018-10-26 20:00
纪念9014分立元件衰减式唱放设计制作成功两周年   HIFIDIY以前好帖子全不让看了

純粹仿真上的分析,暫不考慮對電路其他特性的影響,
修改衰減網路,可以修正振幅響應低頻的上升,以及相位偏差.
(9014 phono.jpg)-->(9014 phono_2.jpg)
(9014 phono riaa curve.gif)-->(9014 phono_2 riaa curve.gif)

skyboat

您可能要找个 IRN (Inverse RIAA Network) 来检验等化曲线的误差，网路上最知名的即是由 Stanley P. Lipshitz 与 Walt Jung 共同发表在 Audio Amateur 杂志的这一篇 "A High Accuracy Inverse RIAA Network"，内文中的 FIG.3 有做些微调，值得参考。

hsiehwm

skyboat 发表于 2018-10-27 11:51
您可能要找个 IRN (Inverse RIAA Network) 来检验等化曲线的误差，网路上最知名的即是由 Stanley P. Lipshi ...

感謝你的建議,可惜我沒有一套"足夠好"的量測設備可以做測量,
而且我的目的不是要做一套可以當"標準"的唱放,
我想弄明白,(根據我少許的經驗)是什麼原因造成回饋式和被動衰減式唱放音色的差異.

回饋式唱放,根據回饋原理,必然產生兩個極點和兩個零點,而且似乎是不容易微調,
(相對於被動衰減式),以致1kHz以上相位落後大於被動衰減式,這些正是像電路仿真
一類的分析工具的優點,快速清楚的做出判斷.

skyboat

仿真软体已有不错的"量测设备"，再在讯源之後插入 IRN 更方便应用，正当咱们设计之时或实际组装制作前，先跑跑电路边量测边修改也蛮有趣！

我只有免费版的 TINA-TI V9，常备三个由网路搜集来的 IRN 交替着用，唯第一个多了50kHz转折点较少用，您参考看看：

hsiehwm

skyboat 发表于 2018-10-29 13:19
仿真软体已有不错的"量测设备"，再在讯源之後插入 IRN 更方便应用，正当咱们设计之时或实际组装制作前，先 ...

感謝分享的資料.回頭檢視自己的東西,發現一個說明的疏漏.
"從一開始,我就把我用的(MM)唱頭的電氣阻抗(我自己測量的)納入考量"
商業產品的做法不一樣,因為不能確定使用者的唱頭的特性,
唱頭放大只能依照RIAA曲線做成固定式的電路,不同(MM)唱頭電感造成的高頻滑落,
只能用唱頭電感和"負載電阻/電容"構成的諧振峰來彌補,因此,振幅響應大約可以平直,
但是通常(在高頻端)引入更多相位落後.
(Cartridge Loading.jpg) from http://www.hagtech.com/loading.html

如果先不考慮新加入的3.18us極點.
以我的唱頭為例,如果有一部和數學式一樣精準的唱頭放大器,當接上唱頭和"負載電阻/電容"後,輸出頻率特性和RIAA曲線比較,振幅響應吻合可以一直延伸到10kHz,但是10kHz時,相位落後超過17°.
(唱頭負載與理想放大器.jpg) (頻率響應.gif)

當然也有人宣稱這種程度的(高頻)相位落後不影響聽覺感受.

對於自做者,應該可以針對自己的情況,找到一組等化網路,同時讓(包含唱頭特性的)振幅和相位響應同時貼近等化曲線,我猜這是許多自做者已經做的事.
在實務上,衰減式等化,比回饋式容易做微調,只是這有個陷阱,換了一個唱頭就不能保證有一樣的結果.

hsiehwm

hsiehwm 发表于 2018-10-30 12:50
感謝分享的資料.回頭檢視自己的東西,發現一個說明的疏漏.
"從一開始,我就把我用的(MM)唱頭的電氣阻抗( ...

TNT-Audio 網頁上的一篇文章 "Load the Magnets!!!" 作者 Werner Ogiers
https://www.tnt-audio.com/sorgenti/load_the_magnets_e.html

特別提到 M97 這個 MM唱頭, 因為它超高的唱頭電感量 650mH (可能輸出也比一般 MM唱頭高)
如果根據廠商建議的 47k//250pF 負載,無法得到滿意的頻率響應.
(cartridge model.jpg) (frequcncy response.jpg)

他根據唱頭實測資料,建議加大負載電阻,改用 75k//250pF,
(frequcncy response 2.jpg) (pink noise FFT.jpg)

同時,他認為頻率中段的凹陷源自唱頭的機械諧振.

如果只針對唱頭的電器特性,調整唱頭放大的衰減網路,可以得到的結果
(M97 passive phono.jpg) (M97 passive phono riaa curve.gif)

相位誤差,100Hz 小於5°, 但10kHz 將近 10° (如果再拉近相位差,振幅差會加大)

skyboat

唱头特性的优化，制造商理当负起责任，唱头丶唱臂丶唱盘与扩大机的多样搭配组合，不难想像音质变化也大。一般消费者"耳听为凭"，本事大一点的或许能实际仪测以得最佳负载值，否则选择风评不差丶无特殊僻性丶有提供明确的最佳负载值丶售价能负担的唱头仍是上策。

hsiehwm

(唱放.jpg) 是最早的實驗電路,聽了一段時間,總覺得不滿意,
看電路仿真,失真確實高些,於是對著仿真尋找降低失真的方法,主要目標是降低三次諧波,其次是二次協波,

後來發現仿真的 FFT 也是重要因素,從 FFT 可預估電路 S/N比的變化,所以也一併納入考慮.

仿真輸入訊號是 5mV 1kHz,只修改放大電路,不動衰減網路,
m1 到 m3是電路修改的過程,實際電路,新舊交互試聽,確實有改善的才被保留.

從(唱放.jpg)到(唱放m1.jpg),去掉第三級隨耦級,改用雙極晶體的射極隨耦,加在放大電路中,
失真沒有改善,但是S/N比改善.
聲音改變很大,聲音從原來的混濁變清晰,同好的朋友也這麼認為.
(他的設備比我好,復刻Technics SL1200唱盤,全新Ortofon MM唱頭,自製WE396A CR型唱放)

從(唱放m1.jpg)到(唱放m2.jpg),射極隨耦改接到 JFET的 D極,
失真降低,但是S/N比變差.

從(唱放m2.jpg)到(唱放m3.jpg),去掉第一級放大電路的射極隨耦,直接從JFET的 D極接衰減網路,
失真降低,S/N比提高很多,目前試聽中.

skyboat

第一级输出阻抗之高低，对 RIAA 衰减网路的还原准确度影响不小，等化曲线的误差也直接增加失真率，个人认为等化网路 R丶C 数值有必要做些微调，这是我由 TINA-TI V9 对几个常见的电路仿真观测所得的心得，参考看看。

hsiehwm

skyboat 发表于 2018-11-6 19:21
第一级输出阻抗之高低，对 RIAA 衰减网路的还原准确度影响不小，等化曲线的误差也直接增加失真率，个人认为 ...

有勞您提醒,我一開頭就先說了等化曲線的問題,自然知道先檢查等化曲線再做諧波失真,
倒是若要嚴謹用詞,等化誤差是不會增加"失真"的,如果是嚴謹定義的"失真"

hsiehwm

對於自做者,唱放等化曲線的準確性,其實不必太過斤斤計較,這樣的想法早有人提出:

http://sound.whsites.net/project25.htm

Elliott Sound Products
Phono Preamps For All
Text and Diagrams by Rod Elliott
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EQ Accuracy

It's worth pointing out that some people may go to extreme lengths to obtain exact RIAA equalisation, but in reality this is not necessary. When vinyl disc masters were cut, it was not at all uncommon for the engineer to apply some EQ to make the end result sound "right" (to him, with his monitors) or to ensure that no signals were cut that would compromise the pressings (excess bass, extreme transients, etc.). As a result, the listener has no idea what the original master tape sounded like, and small deviations will usually be within the expected response of even the best loudspeakers.

In general, it's not unreasonable to expect that equalisation should be within 1dB, but attempting to obtain substantially better than this is usually not warranted. EQ accuracy of 0.1dB might look good, but your speakers and room won't even come close to that, so the extra accuracy is wasted. Naturally, if a component combination happens to provide very good accuracy, then no-one is likely to be offended by the end result.

What is extremely important is channel matching. Measuring the caps (and even the resistors) to obtain the best possible match for all gain and equalisation components preserves the stereo image and is far more critical than a small variation in the RIAA equalisation curve. You can be assured that cutting lathes have very well matched EQ stages for just this reason.

I also strongly recommend that anyone looking at phono preamps have a look the ESP article Phono Cartridge Loading. As noted above, any preamp with a capacitor across the input is a bad idea, and 220pF is almost always too much. Increased capacitance will most likely cause a response peak within the audio band, and will also adversely affect the extreme high frequency performance.

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他認為等化誤差在 1dB以內就可以接受,原因是,唱片刻片之前,錄音工程師本來就會對成音做一些等化調整以確保不會超出刻片的動態範圍,同時聲音是可被接受的.如果最後從喇叭播放出來的音樂是好的,應該沒有人會去計較你的等化誤差是1dB還是0.1dB,反而重要的是兩個聲道的一致性,對立體聲音像影響比較重要.

hsiehwm

多年前還沒用電腦分析電路,買了一塊運放的唱放板,但是沒法使用:
(9802K phono.gif)

現在可以用仿真工具來看這個電路.
1.首先去掉正負電源上的濾波電阻(R11/R12 1kΩ),把電路搬到仿真工具中,
(電路中紅色框內是我MM唱頭的電路阻抗)
用交流分析(AC Analysis)檢查RIAA曲線,仍然是以RIAA參考電路的輸出當標準.
(9802K phono1.jpg) (riaa curve1.gif)

調整唱放輸入電壓(V3 AC 0.67mv)讓兩組電壓在1kHz對齊.
兩組電壓在振幅和相位嚴重偏離,沒辦法微調一兩個零件修正.

2.調整RIAA曲線從低頻開始,調整唱放輸入電壓,使唱放輸出頂點和參考電壓對齊,
調整(加大)第一極點電容(C5)使曲線下滑斜率對齊.
(9802K phono2.jpg) (riaa curve2.gif)

3.調整(減小)第一零點電阻(R7)使曲線彎曲處對齊.
(9802K phono3.jpg) (riaa curve3.gif)

4.在第二極點電容(C6)上串聯一個小電阻(R9),大約R7的1/20,當第二零點電阻,
同時適當減小唱頭的負載電容(C3),反覆調整R7/C6,使曲線儘量重疊.
(9802K phono4.jpg) (riaa curve4.gif)

曲線的數值輸出,選了幾個點供參考:50Hz 100Hz 500Hz 1kHz 5kHz 10kHz
(9802K phono curve export.gif)

調整後,唱放1kHz的放大倍率比原來的低.(0.67mv/1.1mv=0.609)

傳統用唱頭負載電容和唱頭電感量的諧振鋒來補足MM唱頭的高頻滑落,雖然補足了振幅,確損失了暫態,
針對特定唱頭,減少負載電容量,調整適用的等化曲線,補足了高頻響應同時不損害高頻暫態.

hsiehwm

NE5532單運放負返饋唱放,雖然調整了RIAA曲線,仍對電路有疑慮.

如電路圖所示 (phono circuit.jpg)
短路輸入端的電感,輸入端(V3)交流電壓設為零,輸出端設交流電壓1V,
以小信號交流分析看輸出端電壓 (riaa_out.gif)

和R1 (100k)分壓的關係換算得到電路的輸出阻抗,
扣除輸出端的固定電阻47ohm,電路的輸出阻抗雖然很低,但是在頻譜上是變動的,
而且顯然和負返饋網路相關.

越往高頻,負返饋量增加,但是輸出阻抗反而上升,因為NE5532的開環放大倍率,
在100Hz以上,每增加10倍頻率,下降20dB(1/10)，環路增益反而下降.

看運放輸入端電壓(V(inv) V(non_inv)_200.jpg)

電路輸入端(V3)交流電壓為零,可以認為運放輸入端的電壓是由輸出電壓經由負返饋網路分壓得到的.
而且,把非反相端(non_inv)電壓放大200倍 V(non_inv)*200,和反相端(inv)電壓 V(inv)幾乎一致,
非反相端對地電阻大約1kohm,所以反相端(inv)和非反相端(non_inv)之間阻抗大約 200kohm.

(穩態)交流分析(或測試)的輸入端高阻抗必須依賴負返饋電壓提供,
因此負返饋電路的輸入阻抗是和輸出電壓相關的.
如果輸出電壓和輸入電壓的內容不一致,例如輸出級的雜訊,
甚至輸出端引入的外來雜訊,都會出現在運放輸入端,

所以我認為一些考慮比較周詳的電路(CYRUS 1)(NAIM NAIT)會在前端和後端加一級緩衝級或固定增益級,
穩定輸入阻抗和輸出阻抗,同時降低RIAA負返饋級的干擾.

這樣一來,電路不會比被動衰減唱放簡單,唯一的原因是商業產品的規格標示,
如果要宣稱全頻率範圍總諧波失真(THD)小於0.1%,除了負返饋沒有其他方式做的到,
但是,以1kHz信號頻率為例,被動衰減唱放除了二階諧波比較高,三階以上甚至可以比負返饋唱放低.

hsiehwm

Mcintosh c30 使用手冊中,唱頭輸入的訊雜比(SNR)是 90dB,在輸入10mV時,
(mcintosh c30.gif)
單獨把唱放部分拿來做分析,用1kHz 5mV輸入做暫態分析,
(mc 30 phono.jpg)
唱放輸出(riaa_out)的 FFT分析,在1kHz時,訊號和雜訊差約71dB,二次諧波約-76.6B
(c30 fft.gif)
以這個數量當參考檢視其他的電路.
前面提到的NE5532唱放,在1kHz時,訊號和雜訊差約68.5dB,二次諧波約-76.5B,
(9802k fft.gif)
我實驗的2sk30唱放,在1kHz時,訊號和雜訊差約87.2dB,二次諧波約-52.3B
(k30 fft.gif)

hsiehwm

設置了一個50msec的波形封包(envelope waveform),<pwl50ms.gif>
用1kHz弦波做振幅調制,<riaa_ref_pwl3.jpg> <pwl_vs.gif>
把這個調制波用 .WAVE 指令輸出成聲音檔 <vs_pwl3.wav>
聽起來像是敲擊樂裡敲擊西洋木魚(wood block)的聲音.
想要用這個調制波來測試比較不同的唱放電路.

以100msec的時間展開調制波的頻譜,<pwl_vs fft.gif>
頻譜涵蓋了整個聲頻範圍,猜想,如果唱放的等化曲線相位偏差太大,
或者唱放對波形封包的暫態響應輕微扭曲,那麼調制波的頻譜就會有偏移,
聽覺上應該可以聽出差別.

調制波通過RIAA參考電路後的波形當做比較的標準 <riaa_ref_pwl3.wav>
調整過等化曲線的NE5532單運放唱放<9802k phono.jpg> <9802k phono_pwl3.wav>
我的2sk30實電路<k30_phono_1.jpg> <k30_phono_1_pwl3.wav>

用自己的筆電,耳塞式耳機比對,聽的焦點在聲音前緣的敲擊的清晰和收尾乾淨的程度.
我自己的選擇是放棄了NE5532單運放唱放.

花時間做這個實驗的原因,想知道電路仿真可以和真實電路近似到什麼程度,
自己的體會,這兩組聲音的比對和實際電路聽音樂的比較是相似的,
只是實際電路聽的是真實音樂,要花更多時間.