单电源分立元件高阻耳放实验制作

Jerry@m

0. 通过前两个项目简单实验了用运放和专用IC搭建耳放，以此帖开始实验制作分立件的版本；

1. 1969架构甲类

图1： 当前电路图（Rev1）


1.1 最先设计的电路中输出管子使用1815，每个管子集电极串一个510R电阻，BC间没有加68p电容，焊完测试中发现输出连接毫伏表探头（无论连接毫伏表与否）时有10+MHz自激，排除自激过程中又发现电流难控制，不知是否已经有输出管子损坏，焦头烂额情况下改用了BD139，并去掉了集电极电阻，但，这并没有解决自激问题；本项目电源是前两个芯片项目的电源，加了个10K电阻改+10V为6.6V；

图1a: 原先设计电路图


图2： 焊好的电路板正面（Rev1）


图3： 焊好的电路板背面（Rev1）


1.2 自激问题的解决：依次尝试反馈电阻并电容、改变输入旁路电容、增加佐贝尔网络、改变地线走线方式均无效（佐贝尔网络用20R电阻+104电容可以消振，但考虑对输出影响太大，放弃），之后用100p电容逐级并到三极管BC级，终于发现解药，22p ～ 33p并到输出管上臂即可消振，留点空间，最后用68p；

1.3 静态设置和初步测试： 分别对左右声道调整输出电流为15毫安，后面使用时总电流在21～28毫安间缓慢变动，无法精确固定；零输入、300欧负载情况下毫伏表测得两声道噪声均为0.06mVrms，很理想；上电前后示波器看不出区别；

图4： 上电前示波器输出


图5： 上电后示波器输出


1.4 方波测试（负载300欧，输入1.8Vpp，输出3.0Vpp，电流大致25毫安）

图6： 20Hz方波


图7： 100Hz方波


图8： 1KHz方波


图9： 10KHz方波


图10： 20KHz方波


图11： 40KHz方波


1.5 试听：没听出什么问题，感觉挺满意的，昨天没太睡好，也没啥心情听音乐（看来差不多我都满意，确实和前两个芯片的版本比也没什么眼前一亮或一黑的感觉，以后有兴趣的话做切换试听比较再试试吧）；

1.6 遗留问题： 上午试听了一会把耳机放旁边，总共有约1、2个小时突然注意到电流表显示60毫安，拿起耳机播放还正常，没多想直接关机了，然后一直研究这个电流不稳定的问题，下午一边想着改进方案，一边开机打算重现一下，4个多小时后，电流在27毫安，耳机放在那里一直响着，示波器也拿掉了，还是没有出现同样情况，这个暂时不管了，出问题时再说吧～（不是幻觉吧？我一般白天还控制不喝酒哈～）

1.7 RMAA测试（加300欧负载）

图12： 测试数据表（第一列是DAC和ADC直连，其他是不同电平下放大板的数据），貌似这个数据不大给力啊，我这耳朵也不给力啊～


图13： 频响


图14： 噪声


图15： 谐波失真


图16： 互调失真

swsw4321

看来经验不足，电流电阻取值都错误
Q1,0.28mA,R3取4.7K,电流还要注入Q2，实际电流＞0.28mA
R9取值也不能是240，电流要注入Q4的,Q4电流要50mA

防自激68p接Q2的b,c极，Q1的b,e极1000p
R4减小取470

Jerry@m

2. EA01基础版（为了后续叙述方便，起个名叫EA01）

2.0 前面运放及1969架构耳放，按以前学英语讲属于“泛读”，EA01则属于“精读”，希望能更理解和熟悉这类电路，以及提高“填坑”水平；

2.1 当前放大器电路（电源依旧使用之前项目的20V单电源）

图17： 放大器电路


2.2 输出级测试
A）输出电阻在总电流5毫安和11毫安上时分别是50欧和25～30欧，认为主要贡献是射极的51R电阻，甲类时两管同时输出，所以输出电阻减半；
B）因测量精度不够，输入电阻测量失败，大致估计为10K或以上；
C）静态电流设置容易且很稳定；

图18： 输出级测试电路


2.3 电压放大级+输出级测试
A）增益/相位与静态电流设置关系不大；
B）增益与负载关系较大：600欧负载、空载时与300欧相比分别增加4.7dB和17.6dB，150欧时减小5.4dB；

图19： 电压放大级+输出级测试电路


图20： 增益/相位测量数据（相位：输出反相后与输入比较，超前为正，滞后为负，下同；增益：没有加上电阻网络衰减的13.68dB）


2.4 输入级测试

A）增益/相位与负载关系还是较明显的：空载、10K、5K、2K4负载时1KHz增益分别是5.33、4.93、4.56、3.74；
B）增益比预计（14dB）小很多，没想清楚；
C）增益从5KHz开始随频率增大而增大较多，后来分析应该是C4惹的祸，但纠正后没有重新测试；

图21： 输入级测试电路


图22： 增益/相位测量数据（增益已经考虑了输入端的40dB衰减）


2.5 开环测试（应该算不得真正开环，只是尽量去掉交流反馈，没想到更好的测试方法）

A）米勒电容（C10）、输入低通电容（C2）均对高频特性有贡献，但前者为压倒性贡献；
B）低频相位差这么大，不知是否正常，没过多想；
C）长尾电阻上并的100n电容（C5）的影响似乎被淹没了，闭环后再来祸害～

图23： 开环测试电路


图24： 加入米勒电容和输入网络后的开环测试数据


2.6 闭环后，问题来了，有约400KHz左右的自激，折腾了一天多，最后锁定了长尾电阻上并联的那个100n电容，去掉后果然世界静好；这个电容是参照JFE2140手册中的应用电路加上去的，上面说是为了降低源极电阻引入的噪声，应该是人家的应用场景大不同吧，生搬硬套惹的麻烦；

图25： 闭环频响测试数据


2.7 右声道一上电就是问题：还没调静态，电流直接到16毫安，后测出全部来自输入级，各种检查后认定2140的一个管子损坏，换后正常；想不通是我操作不当把它烧的还是原本就是坏的，操作很小心，而且那些芯片自带保护二极管看着很强大啊～

2.8 方波测试（负载300欧，输出3Vpp）：至1MHz电流稳定在32毫安；压摆率大于10V/uS；

图26： 20Hz方波


图27： 100Hz方波


图28： 1KHz方波


图29： 20KHz方波


图30： 80KHz方波


2.9 噪声测试：零输入毫伏表测空载两声道分别是0.39、0.42；300欧负载两声道均为0.34mVrms；示波器看不出明显零输入噪声；

2.10 稳定性测试：

A）输入、输出均悬空，开机后电流很快上升并稳定在32毫安，无异常；
B）空载，方波测试20KHz无异常；
C）0.1u电容负载，20KHz方波有强烈振铃，但还不至于振荡，总电流升至80毫安；

图31： 0.1u负载下20KHz方波测试


D）300欧并0.1u电容作为负载，和上述C情况差不多，振铃稍弱，总电流70毫安；

2.11 初步试听，听了1个多小时，未感觉异常，挺哈皮的；

图32： 实验电路板


图33： 试听中


2.12 RMAA测试： 空载（用ADC的约600欧阻抗作为负载）

图34： RMAA测试数据表


图35： 频响


图36： 噪声


图37： 谐波失真


图38： 互调失真

MT4S301

能做这么多量化测试的楼主堪为此论坛中一股清流
JFE2140长尾并联的电容意义不明，可能德州仪器写手册的印度人用手抓吃饭中毒晕头转向吧。
一般讲长尾（差分放大器）的尾都需尽可能呈现高阻，最好的就是电流源。并联电容在尾部将彻底改变电路结构，他不再是差分放大电路。

Jerry@m

3. EA01R1（EA01基础版修改1）

3.1 考虑EA01负载对电压放大级影响较大，所以加入一级缓冲，想不出推挽方式或恒流源方式能带来什么好处，所以直接用单管射随；

图39： EA01R1电路图


3.2 开环增益测试（EA01相同的方式，用大电容旁路交流反馈）：从数据看至少中频还是有一定效果的，尽管对数据有多大意义心里没数，也解释不了；

图40： 开环增益测试电路


图41： 开环增益测量（接入加速电容）


图42： 开环增益测量（去掉加速电容）


3.3 关于加速电容（图39中的C8），铃木雅臣书里说其作用是“使后面推挽管看到的输入阻抗相同，提升高频特性”，我想着它可以一定程度稳定偏置电压，不管怎样，从数据看挺鸡肋的；

3.4 RMAA测试，第一次测试数据很难看，对不起我这顿折腾，所以整理了一下接线和测试现场，挺有效果，尽管看不出对比EA01有什么改善，甚至是更差一点儿：

图43： RMAA测试结果


3.5 试听，嗯真的没啥可说的，正在听，现在播放的是陈粒的专辑《如也》，写完了，沉浸一会儿～

Jerry@m

4. EA01R2（EA01基础版R2）

4.1 最先考虑是这个版本在输入级和电压放大级间加缓冲，想到后续改动太麻烦，决定先在输入级加镜像电流源提高增益，加入后调试时为了解决稳定性问题（下冲），最后还是把缓冲也加上了（实验证明这个没用）；

图44： EA01R2电路图


4.2 开环增益测试（EA01相同的方式，用大电容旁路交流反馈）

图45： 开环增益测量数据


4.3 稳定性问题：没加输入级和放大级间的射随缓冲时，输入级静态电流每管1毫安，电压放大级1毫安，自激（方波严重下冲）；后发现增加电压放大级电流可以解决，猜测VAS管基极电位太高的问题，遂加入EF缓冲，然后发现根本不是这个原因；现在也不知道问题到底出在哪里，暂时的解决办法如下（不知道为何这样可以解决）：

4.3.1 如果差分管设置1毫安，则VAS设置3毫安可以消除方波下冲；如果差分管2毫安，则VAS设置4毫安以上就没问题（当前线路）；

4.3.2 加入EF缓冲后，开始没改主极点电容连接（100p电容直接并在VAS管B、C极），直接自激；后发现按道格拉斯所说EF-VAS接法则毫无问题，简单查了下原书也没看到相关解释；

4.3.3 用0.1u、0.01u电容作负载测试均自激；把主极点电容加大到200p可以通过0.01u测试，但0.1u还是自激；从开环频响测试数据也可以看到稳定裕度应该有问题，但RMAA测试和试听暂没发现问题，后续再集中考虑这个问题；

图46： 方波下冲问题（200KHz）


图47： 0.01u电容负载的20KHz方波（主极点电容200p）（是20KHz，40KHz读数应该是示波器被干扰造成的）


4.4 方波测试：空载和带载测试到200KHz均没有显著异常；

图48： 300欧负载方波20KHz


图49： 300欧负载方波200KHz


4.5 RMAA测试，貌似还是有提高的～

图50： RMAA测试数据


4.6 试听：一小时了，正在一边写总结一边听，同前，没听出异常或不同；

Jerry@m

5. EA01R3（EA01基础版R3）

5.1 这个版本主要是把输入差分的长尾电阻用恒流源替换，顺便试着加入输出网络提高稳定性；

图51： EA01R3电路图


5.2 用恒流源代替长尾电阻后，简单测试了一下方波和稳定性，与R2版没什么实质变化；加入佐贝尔网络（尽管知道这个一般是用来解决感性负载稳定性，还是想看下有什么影响）后没有解决电容负载稳定性问题，但空载方波测试正常，似乎对电路没什么影响；加入输出电感网络后，103电容负载不再振荡，但有较大振铃，104电容方波10KHz可控，但20KHz振荡，同时，空载方波测试有少量可见过冲，300欧电阻方波测试到100KHz基本正常（无过冲，有圆角）；

5.3 RMAA测试，从数据推测：A）输出网络引入了不小的噪声，继而较大程度地恶化了其他指标；B）主极点电容对电路噪声进而其他指标影响很大，不确定和电路板走线有多大关系；

图52： RMAA测试1：第一列是数模-模数直连作参考，第二到四是带输出网络的测试，第五到七是去掉输出网络的结果；


图53： RMAA测试2：前三列是主极点电容300p情况，接下来三列是200p情况，后两列是100p情况（不带输出网络）；


5.4 注意到射随驱动级的设计就是个错误，猜测前面提及的方波下冲问题（见4.3.1）也是这个引起的，下个版本处理～

5.5 试听：尽管RMAA数据难看（带输出网络，主极点电容100p），我还是听不出什么异常，倒是刚刚开始播放老鹰的“冰封地狱”，真受不了吵死了，一首没听完赶紧换了，现在是什么拉普人的歌什么的，不知道什么语言，啥也听不懂，就是鼓点和人声挺震撼，好听，沉浸会儿～

Jerry@m

6. EA01R4（EA01基础版R4）

6.1 这个版本把输出驱动改为推挽，重新确定了增益，本以为能解决之前方波下冲问题，一顿折腾后无果，只能把VAS电流提高到4+毫安才能解决，暂时这样了；

图54： EA01R4电路图


6.2 开环测试：很希望对开环工作状态有个深入点儿了解，所以在之前测试基础上作了些调整，应该能更接近实际了；根据这个测试结果和确定的闭环增益5.3，认为主极点电容取100p没有问题，相位和幅值裕度都可以；

图55： 开环测试电路


图56： 开环测试现场


图57： 开环频响测试结果


图58： 根据新定的闭环增益画的环路特性图，主极点电容50、200p增益曲线是简单粗暴推测的（本来要测的，太麻烦，已经要测吐了）；


6.3 折腾方波下冲过程中，发现了一个BUG：某种情况下VAS前EF管子可以通过VAS的BE结流过100多毫安的电流（开机时有可能出现），之前板上的4个970应该是都烧出毛病了，所以后续全部更换了，并在EF管集电极加了限流电阻（好像道格拉斯书中提到过这个问题）；

6.4 方波测试（空载）

图59： 20KHz方波


图60： 200KHz方波


6.5 RMAA也测了，因为电平问题，认为没什么意义，等以后看能不能有更好的方法吧；

6.6 试听：还那样，没感到什么特殊的～（正在播放QUEEN的专辑，摇滚就是吵，我在等那首anotherone bite什么的； - 忍不住开大声又听了一遍，这个借着点酒精的催化作用，小烟一点，脑袋摇起来，没治了～）

Jerry@m

7. EA01BS（EA01R5B，EA01乙类标准版）

7.1 发现R4版尽管输出管静态设置为8毫安，也实际与A或AB类无关，应该算是“高偏B类”吧～，所以，直接明确此版本直接按B考虑，后续版本将看情况考虑输出级设置为单端A类；

图61：  EA01BS电路图


7.2 继续试图解决VAS小电流下冲问题（见4.3.1），仍然无果，但彻底排除了后面输出级的关系（尽管有一定影响），解决不了，暂时躺平；

7.3 稳定性： 在反馈电阻上并联20p后，负载用103、104纯电容均没问题，而且对整体电路影响从理论到方波测试都显示没有大的影响，至此，电路应该已经很稳定；

图62： 未在反馈电阻上并联20p时用103电容作负载上电直接自激


图63： 加20p后负载103电容的20KHz方波测试


图64： 加20p后负载104电容的20KHz方波测试


7.4 方波测试（300欧负载）

图65： 20KHz方波


图66： 200KHz方波


7.5 保护电阻：输出管集电极加300欧保护电阻，本意是限制输出电压峰值为4V内，实测上端不受影响，脑袋和浆糊一样暂时不想了；

图67： 输出保护功能测试


7.6 RMAA测试： 现在才知道，RMAA给出红色说不符合测试条件时，不必理会，继续测试即可！

ADC阻抗约450欧，所以放大器加了820欧负载以接近实际使用时的300欧，目标主要是测1Vrms（3Vpp）输出时的特性；“R5-19.5-5.2-2.8Vpp”表示：DAC显示-19.5dB， RMAA显示输入-5.2dB，功放输出（示波器）2.8Vpp，其他列同;

图68： RMAA测试结果


7.7 试听：无异常；

广东梁百万

电路复杂，调试麻烦。

你试试用TDA7625, 效果会更好

Jerry@m

广东梁百万 发表于 2026-4-3 11:30
电路复杂，调试麻烦。

你试试用TDA7625, 效果会更好

多谢，有时间研究一下～

Jerry@m

8. EA01BS-R1（EA01乙类标准版R1）

8.1 对比上个版本结构没有大的变动，只调整了些元件参数，主要是整个电路逐级全部重新分析算了下，差不多把《模电》重学了一遍，顺便进一步上手python计算和画图，得说高频模型真是折磨；

图69： EA01BS-R1电路图


8.2 输出管射极电阻减小到22R，静态电流仍很稳定；感觉驱动级集电极这样接合理，实测好像也没什么提高，现在上半波到6.4V削波，下半波是4.8V，还是不平衡；

8.3 输入-VAS间的缓冲，分析发现应该增大射极电阻以提高输入阻抗，改成2.2K，这个和道格拉斯书中相符；同时集电极电阻对高频特性影响还是比较大的，减小到2.7K，限制电流仍小于7mA，感觉可以了；

8.4 补偿和稳定性：又是分析又是算，费力又费脑，正如教科书说，这些只有指导意义，最后还得试验定：实测密勒电容到15p就已经没有自激，选择了33p；但此时负载用电容103电路都无法稳定，最后是在反馈支路加10p解决；（原本希望彻底不用密勒补偿，尽量少牺牲增益，失败了）103、104电容作负载的方波测试结果基本同上个版本，105也测了，变成这样了：

图70： 1u电容做负载的20KHz方波测试


用103电容做负载时：

图71：0.01u电容做负载的20KHz方波测试


8.5 方波测试：直到200KHz没什么问题，和上个版本看不出差别，所以图就不上了；

8.6 RMAA测试： 似乎结果不如上个版本，噪声指标没控制好（毫伏表测两个声道一个0.9毫伏，另一个0.4毫伏），这个要明显影响其他指标；

图72： RMAA测试结果


8.7 试听：还是只能说，无异常；

8.8 暂时能想到的可以改进的地方： A 输入级渥尔曼化，把本级高频截止频率往后推； B 电流源用威尔逊的，增加内阻，进一步提高增益；

Jerry@m

9. 失败的EA01BS-R2（EA01乙类标准版R2）

9.1 在R1基础上，对输入差分管进行了渥尔曼化：

图73： EA01BS-R2电路图


9.2 两个补偿电容都去掉的情况下，测得自激振荡频率为690KHz，R1版为570KHz，看起来有提高；但需要加22p密勒补偿才能彻底消振（R1版仅需15p）；反馈支路的补偿电容单独使用多少都无法消振；从这点看这个渥尔曼化没什么意义；

9.3 很想通过测波德图试图分析，又怕麻烦，一冲动入手了普源的DHO914S，还是无果，低频自激，对这个使用大电容的测量方法也没有信心，想了下觉得继续盲目深挖没太大意义，放弃了；

9.4 我怀疑当前电路提高性能的瓶颈在于缓冲级和驱动极两个射随：因为它们的前级输出阻抗太高，导致高频截止频率较低（理论估算200多KHz），相位变化太早太快，即便提高输入级的截止频率也于事无补；不更换器件的情况下，貌似无解；

9.5 回归R1版，稍做修改后定为EA01BS-F（EA01乙类标准版-Final），画了板生产去了，准备装机壳里；

图74： 准备的机壳


图75： PCB正面（9.0cm * 12.5cm，根据机壳尺寸及布局设计）


图76： PCB背面

MT4S301

Jerry@m 发表于 2026-4-23 15:50
9. 失败的EA01BS-R2（EA01乙类标准版R2）

9.1 在R1基础上，对输入差分管进行了渥尔曼化：

1、沃尔曼在此确实可能没用。沃只能改善2145栅极输入电阻与其栅漏电容蜜勒倍乘后形成的低通现象但你这差分级带款主要限制因素非它。把输出差分级视作电压进电流出的跨导放大器可近似其带宽ω=gm/C 跨导除以输出总电容负载应该这才是限制其频响主要原因

2、第二级VAS（共射级）也可以套ω=gm/C公式. 你Q6射极51欧换成10欧或可显著提升第二级自身频宽以改善整电路频宽（蜜勒第二级产生二阶系统中的次要极点）

3、输出139/140静态电流过小。越大功率的管子越需要偏流撑高fT，或许10mA给139/140器件的fT还没1mA的970/2240高呢

4、初级存在沃尔曼的蜜勒式结构可尝试将电容反馈点改成同侧沃尔曼管子发射极。或许有神秘疗效（例子http://bbs.hifidiy.net/thread-1522656-6-1.html第107楼）