整机的完整电路如图4-1、图4-2所示。由于文件太大，传不上来，只好拦腰切断，看起来有点不方便了。
图4中的IC1、IC2、IC3三块单元电路2008年12月在本站贴出过，现在也不知道沉到哪里去了。等明天准备好再贴。
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什么是全平衡啊
179win 发表于 2010-12-11 00:32 http://bbs.hifidiy.net/images/common/back.gif
平衡（或全平衡）是对非平衡而言的，我们一般看到和使用的功放，其信号是从插座的正端（芯）和“地”（外壳）输入的，在放大器内部，信号电流要通过负载流回地线，由于地线上除了信号电流外，还有电源电流，它会在地线上产生电位差，这样容易产生噪声和干扰。平衡式（全平衡）功放的信号是从插座的正端（芯）和负端（芯）输入的，不通过“地”。在放大器内部，信号电流从“正”通过负载到“负”的流动，“地”线中没有信号电流。所以负载上只有纯粹的音频信号。
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zhuanjia0 发表于 2010-12-11 00:53 http://bbs.hifidiy.net/images/common/back.gif
谢谢了！:handshake
42# aiyoho
谢谢了！！:handshake
那散热受得了吗
漂亮！！！！！！！！！！！！！！！
这个好，我喜欢
是个强人可以和寂寞之行比一下拉
冬天不用烤火炉了:lol
这个架势，直接上纯甲啦，还搞新甲？
图4中的IC1、IC2、IC3三块单元电路2008年12月在本站贴出过，现在也不知道沉到哪里去了。为了有兴趣的朋友对电路有个完整的了解，重新编辑贴上。
一. 缓冲器（WH0502）：
缓冲器做过两个版本，第一个版本：用N沟道和P沟道低噪声结型场效应管构成互补输入级，N型和P型低噪声双极型管组成互补输出级。但由于N沟道和P沟道场效应管配对很困难，使得输出中点电位很难调到mV级，只好放弃。
第二个版本如图5所示：输入级用同极性场效应管组成共栅—共源电路，VT3是VT1、VT2 恒流源。VT4、VT5 为互补推挽输出，选用双极性低噪声管。既是这样，六只场效应管也还需严格配对，输出中点电位调到5mV以下仍需反复几次。
整个缓冲器动态大、噪声低，增益略小于1 。输入阻抗很高，对信号源影响小，对各种音源的适应能力强，能很好地满足高品质音源的要求。
二. 低噪声音频电压放大器（WH0503）：
电路原理图如图7所示。可以看出这是两个完全独立、互补、对称的放大器。
我们知道，晶体管的电流放大倍数——即hfe并不是完全线性的，它随着Vce和Ic的大小而不同。我们在测试差分对管时，hfe都是在给定Vce和Ic的条件下测得的。然而在实际电路中，加在管子CE结上的电压Vce却是随着信号的大小而变动，因此使差分对管在动态工作时并不完全对称。特别是PNP 管，其特性曲线的斜率很大，动态时的hfe与测试时的hfe相距甚远。然而在共基—共射电路中，hfe随Vce不再变化，在图示仪上测试，可以看到输出特性曲线非常平直。从而保证了动态时差分对管的一致性，提高了电路性能。同时，共基—共射电路还具有较高的带宽增益积，使整个放大器的频带宽度得到延伸。所以，WH0503的输入级和电压放大级均采用了共基—共射电路。这是典型的三级放大电路，各元器件的作用和各级功能就不必细说了。
前段时间买了本《音频功率放大器设计手册》看了看，据作者的研究，第二级----电压放大级，如果选用带恒流源负载的共射—共基式电压放大级并在输出级前增设缓冲器，可以使电压放大级失真降低到足以忽略的程度。
由TL431构成偏置电压源，的确不错！随着温度的升高TL431的输出电压略有升高，而VD1、VD2、VD3（VD5、VD6、VD7）的结电压随着温度的升高而下降，二者相互补充，从而输出稳定的偏置电压。二小时内变化幅度小于5mV。
模块用了三十只晶体管，工作电流约45mA左右。在35V以上的电压下运行时，发热是不容忽视的。为了解决好散热问题，模块采用陶瓷基片双面贴焊，60mm×40mm的铝散热器包封。如图8---图10所示。
三. 偏置电压电路（WH0504）：
电路原理图见图11。该偏置电路是大家熟知的恒压偏置电路，其原理无须赘述。这种偏置电压电路是负温度系数，有利于稳定功放管电流。
32楼的平衡接法和何生的一样
不错，曾接触过这模块。
现在回到图4。
平衡或非平衡信号是通过继电器K1选择的。其目的是为了在非平衡信号时，将缓冲器的9端（反相端）接地，以避免干扰信号从9端进入缓冲器。其实，我反复试过，既是缓冲器的一端不接地，也从扬声器听不到噪声的增加。
缓冲器输出信号经输入电阻R1--R4进入电压放大器，无论输入的是平衡信号还是非平衡信号，电压放大器输出的都是平衡信号，由WH0503的7、8、9、10脚输出。电压放大倍数由反馈电阻R6（忽略R5）和输入电阻R1的比值决定。
在功率放大器中，末级推动管基极的偏压方式决定了功放管的工作类型，为了让放大器兼有甲类放大的低失真和乙类放大的高效率，涌现出各种偏置电路，无论是哪种偏置方式，其目的都是让输出级功放管的基极电压随信号大小而浮动，使功放管工作时不出现截止过程。
“超甲类动态偏置电路”有不少应用和介绍，而“新甲类同步偏置电路”，却很少。我第一次看到“新甲类同步偏置电路”已是20多年前的事了，在《高保真扩音机制作》一书中有详细介绍。但在此后几乎没看到厂机或DIY机的应用。这次在拟定设计方案前，我用多种偏置电路做实验，比较它们装配调试的难易程度和重复性，末级功放管基极偏压随输入信号变化的线性程度，以及对比它们的失真波形。
超甲类动态偏置电路做过三个版本，从简单的2只管子到复杂的十几只管子的。感觉一：不易调整。由于对电路起主导作用的管子工作在微导通状态，分寸不好把握。感觉二：末级功放管基极偏压随输入信号变化，在信号较小和最大（以不失真为前提）的两头，线性度不好。
同步偏置电路却有如下优点：一是线路简单，它由三个大家熟悉的恒压偏置电路和四只二极管组成；二是调整容易，它的调整和普通甲类（或甲乙类）一样，调整恒压偏置电压，即可改变功放管的静态工作电流；三是功放管的电流随输入信号变化的线性好；四是失真小。
同步偏置电路的工作原理如图13虚线框内的部分所示，其工作过程是：无信号时，输出O点的电位为零。此时适当调整U1、U2和U3可使B点的电位低于A、C点的电位，E点的电位高于D、F点电位。二极管VD1—VD4均导通，VT5、VT7、 VT6、VT8的静态电流由U1、U2、U3共同决定。如果输入正信号，使A点电位升高，B点电位跟着升高，引起VT5、VT7的电流增大，VT7的发射极电流ie7在发射极电阻Re7上产生较大的电压降ue7。此时，如果输出级是单一偏置（U1）的普通乙类放大电路，便会因ue7的增大而使G点的电位高于O点电位，使VT8变成反向偏置而进入截止状态。但同步偏置电路里，U3通过VD4的耦合，使VT6基极的瞬时电位uf在随放大器输出电压Uo的升高而浮动时，其值总比Uo低一个值（U3减去VD4的正向压降）。也就是说，VT6、VT8在整个正信号输入过程，一直保持由U3提供的正向偏置，不会进入截止状态，避免了开、关情况的发生。这时由于输入正信号，D点的电位也升高，二极管VD3截止。由于ue7较大，使得C点电位低于B点电位，VD2也截止。输入负信号时A点、D点电位降低，VD2、VD3导通，VD1、VD4截止，VT5、VT7由U2维持足够的正向偏置，不会进入截止状态。可见，同步偏置电路是借助二极管的开关作用和恒定偏置电压U2、U3，使功放管不再出现导通--截止的开关过程。只要VD1-- VD4的开关性能比推动管和功放管好，开关失真便可克服。另外，为了抑制交越失真，VD1--VD4应选用低正向压降二极管，利用其接近平方曲线的正向特性，使输出级的推挽工作过程更接近线性。
关于二极管的选用，我用2AP9、2AK7、1N4148、1N60P做对比试验：输入端送入一个正弦波，用双踪示波器观察输入、输出波形。只要适当调整U1、U2、U3使VD1—VD4处于导通状态（约流过1mA 左右的正向电流），输出波形都很光滑流畅，看不到开关失真和交越失真的迹象。分别调节示波器Y1、Y2增益，使输出波形与输入波形完全重合，把示波器的一踪置于倒相状态，得到输出与输入相减的波形——即失真波形，如图14所示。这种方法虽不能得到定量分析的结果，但完全可定性的说明问题。反复比较几种失真波形，1N4148的失真波形在小波峰处由一点点“尖”，不如其他几种平滑。而2Ap、2Ak的漏电流大、击穿低，决定选用1N60P。1N60P是低正向压降、高速开关二极管，1mA电流时的正向压降约0.2V左右，反向击穿45V。
在本机中，U1由电压放大器WH0503内的恒压偏置电路担任，U2、U3由WH0504担任。调整图4中的RP1、RP2即可改变功放管的静态电流。
推动管由两对2SC5171、2SA1930并联，每管静态电流约20mA。末级功放管用五对NJW0281G、NJW0302G并联（每声道十对），每管静态电流50--100mA，最大不失真输出时，每管工作电流达到400--450mA。