译文Nelson Pass的《电流源分频网络》
电流源分频网络NelsonPass原著
ch639827608 翻译
前言
在今天的商界，音频功率放大器习惯地被认为是电压源，把输入电压放大后在输出级提供电压。在这个意义上来说，它们是真正的电压源，有非常低的输出阻抗。它们简单地传送喇叭对此额定电压反应的电流。
最近我正在玩有高输出阻抗的电流源功放，其传送给负载对输入电压反应的特殊的电流，通过喇叭的电压是反映它对这特定电流的反应。你可能会说我们交换了单词电压和电流。
在一篇早先的文章“电流源放大器和高灵敏度/全频驱动器“，我曾经讨论过这种放大器用于驱动Lowther，
Fostex和相似的喇叭时的优越性，在这些情况下喇叭单元是”全频“，这样，它们就不需要在不同的驱动器之间放置一个分配频谱的分频网络。然而，我发现这些喇叭对某一特定电源阻抗反应比较优秀和常常受益于在中高频和高频进行一些补偿。在电压源功放补偿通常是用一个和喇叭串联的网络，在电流源这通常是并联放置单元让喇叭直接和放大器的输出端相连接。
当然我们不想严格限制我们自己在只有一个驱动器的喇叭系统（也许它们很有魅力）的玩法，因而我考虑一个过滤信号以在不同的喇叭之间分配的方法。
电压源分频网络
如你有一个电压源功放，图一的经典的分频网络会工作的非常好。这里你可以看到高通（高音单元）和低通（低音单元）滤波器接电阻模拟喇叭。当然一个真的喇叭不是一个严格的纯电阻，但这里我不想复杂的论述这问题，一个低通网络在高频中交叉频率的分频点通过时把它逐渐衰减，同样地，高通网络逐渐衰减低于分频点的频率成分，而在这里，我们只讨论斜率问题。
图一
在图一的例子，我们看到三个不同的滤波器用于高通和低通的滤波器。第一个是一阶滤波器，滚降斜率为
6dB/每倍频程，第二个是二阶滤波器，滚降斜率为12dB/每倍频程。第三个是三阶滤波器，滚降斜率为
18dB/每倍频程。当然还有更高阶的滤波器，这些滤波器曲线的精确形状，在交叉处的“拐点”非常不同，从尖锐到温和转变。它们都有不同的相位特性，不存在一个对于所有喇叭驱动器都理想的分频网络，而且对于一个给定的喇叭系统用怎么样的分频网络才最好也有许多不同意见。
注意事项
这里的例子给你的分频类型和数值只提供参考的价值，对一个“教科书”的分频网络例子用在一个特定实例会有最好的效果是非常罕见的。最好的分频网络无论是主动还是被动滤波通常都是通过辛勤实践，测量和听音而后构建的。
也要记住，典型的喇叭驱动器仅仅是接近电阻负载，此外有一个声音输出的问题需要考虑，声音输出不是非常平坦或相位不是十分理想。
关于你自己的分频网络用什么频率和斜率，你可以混合搭配它们，如果你喜欢的话。有时候你必须考虑保护高音单元和中音单元避免大多的低频进入，而后，你可以随便玩。
彻底反转
当你从电压源的分频网络转换为电流源网络时，你将发现每件事都彻底翻转过来了，电容变成了电感器和反之亦然，“T"形网络变成了“π”形网络，反之亦然。多路滤波器通常并联放置和放大器输出终端相连接现在变成串联的结构。
图二
图二显示这不同的部分，在上方的网络我们看到电压源功放驱动三个滤波器和喇叭相接，以并联的方式分成低音器，中音器和高音器。在下方的网络，我们看到一个电流源功放其分频器和喇叭接成串联形式，它们一起共享同样的电流强度，这是一个关键点————正像电压源分频网络可设想为给于同样的输入电压，电流源分频网络则可设想为给于同样的输入电流强度。这样，可以独立地设计制造两种类型的滤波网络，而一种滤波网络的特性不能转变为另一种滤波网络的特性。你不能说电压源滤波器接成串联或电流源滤波器运行于并联是同一回事————在这些情况，每个滤波器的特性将互相影响，这在我们后面讨论的通频带滤波器可以看到。
让我们看一些滤波器实例，它们被构成在－3dB点处于交叉频率的地方，结果它们表现为对电源接近是稳定的阻抗。具有恒定的总阻抗允许同样利用电压源。记住电压源驱动网络如用串联形式时，当你调节一个滤波器时将影响其它滤波器的反应特性，在电流源，采用串联方式的其中一个滤波器的调节不会影响其它滤波器的反应特性。
一阶二路滤波器
图三A显示简单的电流源分频器
图三A
高低音分频过渡点在1KHz处斜率为6dB/每倍频程，电感L和电容C的值由下式决定：
L=R1/（6.28×F）和C=1/（6.28×R2×F）
L电感为亨利，R负载电阻为欧姆，C电容为法拉，F是转换频率为赫兹。“T”表示高音，“W”——低音，“M”——中音。
图三B
图三B显示这分频的频率响应曲线，垂直轴表示分贝（dB），水平轴表示频率。-
图四A
一阶三路滤波器
我们可以容易地通过在中间增加一个用于中音的滤波器而制作一个一阶三路滤波器，如图四所示。前述的例子的公式用在高音和低音将完美地工作，但中音滤波器L2和C2按照两个交叉点在这里是200Hz和5KHz将稍有改变。这里，绕组必须比计算的值少10%左右，而电容量必须比计算值多10%左右，这是由于负载和这些滤波器互相影响和频率交叉重叠时的偏差增加。
图四B
你如数学很好可以自己计算这些，按照说明使用电脑进行计算，或用不同数值接上电源试听来决定。所有三种方法都以接上电源试听来结束，当到了评估结果时。在这例结果见图四B。
二阶二路滤波器
图五A
图五B
在图五A我们给每个滤波器增加一阶，高通加入C2，低通加入L2，这样我们得到图五B所示的曲线。公式要稍改变，而你可以从范例换算。记住高、低通是各自调节的。如你要改变频率和负载阻抗，可以使用下述规则：
所有电容的值与频率和负载阻抗成反比，如你加倍R的值，那么，C就取相应的值；如你加倍频率值，C也有相应的值。如你同时加倍电阻和频率，则电容取1/4值。
L值与频率成反比，和C一样，但它们与电阻成比例，如你加倍电阻的值，那么你也要加倍电感L的值。
二阶三路滤波器
就像一阶三路滤波器，我们简单地在高通和低通之间以串联的方式夹入中音滤波器便行了。L和C的算法规则与二阶二路一样，当然，对于有两个交叉频率点的中音工作则没这么理想，如我从前所说的，你可以精确地计算出元件数值，但你仍然不一定有好的收获，所以不要太高兴。
图六A
图六B
图六A和图六B显示此线路的曲线，像所有其它例子L和C的值依负载阻抗和频率而定，再有，L和R成正比例而和频率F成反比例关系，C与R和F成反比例关系。
译者注：原文版权为Nelson Pass先生所有，翻译此文，已经先获得Nelson Pass先生同意，在此表示感谢。 翻译不容易。译得很好，所译内容有开拓性，值得一读。
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111 好象没有谈到相位和实际操作的问题。 译得很好 翻译老外的东西，就怕版权的困扰:) 那功放哪边呢？:$回复 #7 Biglee_163 的帖子
呵，忘记说了，我已经取得Nelson Pass先生的同意，才翻译的。回复 #5 jgj 的帖子
还有一篇是很详细专门谈分频网络的相位问题的，因为我已经向Nelson Pass先生请求了三篇来翻译，不好意思再向老先生提翻译他的文章的事了。 好文，学习了
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